Elemente logice ale tranzistoarelor kmop. Cipurile CMOP sunt familia ideală de circuite logice

O serie specifică de microcircuite este caracterizată prin utilizarea unei unități electronice standard - un element logic de bază. Acest element este baza pentru construirea unei game largi de dispozitive electronice digitale.

Mai jos vom lua în considerare caracteristicile elementelor logice de bază ale diverselor logici.

Elemente de logica tranzistor-tranzistor

O trăsătură caracteristică a TTL este utilizarea tranzistoarelor cu mai mulți emițători. Acești tranzistori sunt proiectați astfel încât emițătorii individuali să nu se influențeze reciproc. Fiecare emițător are propria sa joncțiune p-n. La o primă aproximare, un emițător multiplu poate fi modelat printr-un circuit de diode (vezi linia punctată în Fig. 3.27).

O diagramă simplificată a unui element TTL este prezentată în Fig. 3.27. Când înlocuim mental un tranzistor cu multi-emițător cu diode, obținem un element de logică diodă-tranzistor „NAND”. Din analiza circuitului, putem concluziona că, dacă se aplică un nivel de tensiune scăzut la una dintre intrări sau ambele intrări, atunci baza tranzistorului T 2 va fi egală cu zero și va exista un nivel de tensiune ridicat la colector al tranzistorului T 2. Dacă se aplică un nivel înalt ambelor intrări, atunci un nivel de bază mare va curge prin baza tranzistorului T2 și un nivel scăzut va curge la colectorul tranzistorului T2, adică acest element implementează funcția AND-NOT:

uout = u 1 · u 2 . Elementul TTL de bază conține un tranzistor multi-emițător care efectuează funcționarea logică ȘI și un invertor complex (Fig. 3.28).

Dacă se aplică un nivel de tensiune scăzut la una sau ambele intrări în același timp, atunci tranzistorul cu emițător multiplu este în stare de saturație și T2 este închis și, prin urmare, tranzistorul T4 este de asemenea închis, adică ieșirea va fi ridicată. Dacă la ambele intrări se aplică simultan un nivel înalt de tensiune, atunci T2 se deschide și intră în modul de saturație, ceea ce duce la deschiderea și saturarea tranzistorului T4 și oprirea tranzistorului T3, adică este implementată funcția AND-NOT. .

Pentru a crește performanța elementelor TTL, se folosesc tranzistori cu diode Schottky (tranzistoare Schottky).

Element logic de bază TTLSH (folosind exemplul seriei K555)

Elementul NAND este folosit ca element de bază al seriei de microcircuite K555. În fig. 3.29, A este prezentată diagrama acestui element, iar simbolul grafic convențional este prezentat în Fig. 3.29, b.

Aceasta este echivalentă cu perechea discutată mai sus dintre un tranzistor convențional și o diodă Schottky. Tranzistorul VT 4 este un tranzistor bipolar obișnuit.

Dacă ambele tensiuni de intrare uin1 și uin2 sunt la un nivel ridicat, atunci diodele VD 3 și VD 4 sunt închise, tranzistoarele VT 1, VT 5 sunt deschise și apare o tensiune de nivel scăzut la ieșire. Dacă cel puțin o intrare are un nivel scăzut, atunci tranzistoarele VT 1 și VT 5 sunt închise, iar tranzistoarele VT 3 și VT 4 sunt deschise și există o tensiune de nivel scăzut la intrare. Este util de observat că tranzistoarele VT 3 și VT 4 formează un așa-numit compozit (circuit Darlington).

Microcircuite TTLSH

Microcircuitele TTLSh din seria K555 sunt caracterizate de următorii parametri:

● alimentare +5 V;

● tensiune de ieșire de nivel scăzut - nu mai mult de 0,4 V;

● ieșire nivel înalt - minim 2,5 V;

● imunitate la zgomot - nu mai puțin de 0,3 V;

● timpul mediu de întârziere de propagare a semnalului - 20 ns;

● frecventa maxima de operare - 25 MHz.

Microcircuitele TTLSH sunt de obicei compatibile la niveluri logice, imunitate la zgomot și alimentare cu microcircuite TTL. Timpul de întârziere de propagare a semnalului al elementelor TTLSh este în medie de două ori mai mic decât cel al elementelor TTL similare.

Caracteristicile altor logici

Baza elementului logic de bază al ESL este comutatorul curent. Circuitul comutatorului de curent (Fig. 3.30) este similar cu circuitul amplificatorului diferenţial.

Este necesar să se acorde atenție faptului că microcircuitele ESL sunt alimentate cu tensiune negativă (de exemplu, -4,5 V pentru seria K1500). O tensiune de referință constantă negativă U op este aplicată la baza tranzistorului VT 2. O modificare a intrării uin1 duce la o redistribuire a curentului continuu i e0, specificat de rezistența R e între tranzistoare, ceea ce are ca rezultat o modificare a tensiunilor la colectorii acestora. Tranzistoarele nu intră în modul de saturație, iar acesta este unul dintre motivele performanței ridicate a elementelor ESL.

Microcircuite din seria 100, 500 au următorii parametri:

● alimentare −5,2 V;

● putere consumată — 100 mW;

● factor de ramificare a ieșirii - 15;

● întârziere de propagare a semnalului - 2,9 ns.

În microcircuitele n-MOS și p-MOS, comutatoarele sunt utilizate, respectiv, pe tranzistoarele MOS cu un canal n și o sarcină dinamică (discutate mai sus) și pe tranzistoarele MOS cu un canal p.

Ca exemplu, luați în considerare un element logic n-MOS care implementează funcția OR-NOT (Fig. 3.31).

Este format dintr-un tranzistor de sarcină T 3 și două tranzistoare de comandă T 1 și T 2. Dacă ambele tranzistoare T1 și T2 sunt închise, atunci nivelul de ieșire este setat la un nivel ridicat. Dacă una sau ambele tensiuni u 1 și u 2 sunt la un nivel înalt, atunci unul sau ambii tranzistori T 1 și T 2 se deschide și ieșirea este setată la un nivel scăzut, adică funcția u out = u 1 + u 2 este implementată .

Pentru a elimina consumul de energie de către un element logic în stare statică, sunt utilizate elemente logice MDP complementare (logica CMDP sau CMOS). Cipurile CMOS folosesc comutatoare complementare pe tranzistoarele MOS. Se caracterizează printr-o imunitate ridicată la zgomot. Logica CMOS este foarte promițătoare. Comutatorul complementar discutat mai devreme este de fapt un element NOT (invertor).

CMOS - poarta logica

Să considerăm un element logic CMOS care implementează funcția OR-NOT (Fig. 3.32).

Dacă tensiunile de intrare sunt la niveluri scăzute (u 1 și u 2 sunt mai mici decât tensiunea de prag a tranzistorului n-MOS U z.prag n), atunci tranzistoarele T 1 și T 2 sunt închise, tranzistoarele T 3 și T 4 sunt deschis și tensiunea de ieșire este la un nivel ridicat. Dacă una sau ambele intrări u 1 și u 2 au un nivel ridicat care depășește pragul de iarnă U. n, atunci unul sau ambii tranzistori T 1 și T 2 se deschide și se stabilește o tensiune joasă între sursa și poarta unuia sau ambelor tranzistoare T 3 și T 4, ceea ce duce la blocarea unuia sau ambelor tranzistoare T 3 și T 4 și, prin urmare, ieșirea este setată la un nivel scăzut. Astfel, acest element implementează funcția uout = u 1 +u 2 și consumă energie de la sursa de alimentare doar în perioade scurte de timp când comută.

Logica de injecție integrată (IIL sau I 2 L) se bazează pe utilizarea tranzistoarelor bipolare și pe utilizarea circuitelor originale și a soluțiilor tehnologice. Se caracterizează prin utilizarea foarte economică a zonei cristalului semiconductor. Elementele I 2 L pot fi implementate doar într-un design integrat și nu au analogi în circuitele discrete. Structura unui astfel de element și circuitul său echivalent sunt prezentate în Fig. 3.33, din care se poate observa că tranzistorul T 1 (p-n-p) este situat orizontal, iar multi-colectorul T 2 (n-p n) este amplasat vertical. T 1 acționează ca un injector, asigurând curgerea orificiilor de la emițătorul tranzistorului T 1 (când îi este aplicat pozitiv printr-un rezistor de limitare) la baza tranzistorului T 2. Dacă u 1 corespunde cu „0” logic, atunci injecția nu curge prin baza tranzistorului multicolector T2 și curenții din circuitele colectoare ale tranzistorului T2 nu circulă, adică „1” logic este setat la ieșirile tranzistorului T2. Când tensiunea u 1 corespunde cu „1” logic, injecția trece prin baza tranzistorului T 2 iar la ieșirile tranzistorului T 2 există zerouri logice.

Să luăm în considerare implementarea elementului OR-NOT pe baza elementului prezentat în Fig. 3.34 (pentru simplitate, alți colectori de tranzistoare multicolector T 3 și T 4 nu sunt reprezentați în figură). Când un semnal logic „1” este aplicat uneia sau ambelor intrări, atunci uout corespunde cu zero logic. Dacă ambele intrări au semnale logice „0”, atunci tensiunea u out corespunde uneia logice.

Logica bazată pe semiconductorul din arseniură de galiu GaAs se caracterizează prin cea mai mare performanță, care este o consecință a mobilității mari a electronilor (de 3...6 ori mai mult decât siliciul). Microcircuitele bazate pe GaAs pot funcționa la frecvențe de aproximativ 10 GHz sau mai mult.

Circuitele integrate ale logicii tranzistor-tranzistor sunt microansambluri cu un grad scăzut de integrare, construite pe tranzistoare bipolare. Principalul lor dezavantaj este numărul mic pe cip, precum și criticitatea tensiunii de alimentare și un consum de curent destul de mare.

Diagrama de mai sus arată un element logic simplu - 3I - NU. Se bazează pe un tranzistor bipolar convențional cu emițător multiplu VT1. Un nivel logic zero la ieșirea sa va apărea dacă există niveluri ridicate pe toate cele trei emițătoare în același timp. VT2 preia funcția de inversare (element NU), iar multi-emițător VT1 este un element logic 3I.

În ciuda dezavantajelor enumerate, cea mai populară serie TTL, K155, este extrem de populară astăzi, uitați-vă la câte radiouri de casă pot fi asamblate.

Seria K155 este cea mai mare serie TTL. Conține mai mult de 100 de microansambluri care efectuează diverse funcții și operații logice (ȘI, SAU, NU, ȘI - NU, SAU - NU, flip-flops, registre, contoare, sumatori.

Nivelul logic al microcircuitelor acestei serii TTL se află în domeniul de tensiune de la 2,4 V la 5 V), iar nivelul zero logic nu este mai mare de 0,4 V.

Aproape toate microansamblurile din această serie sunt produse într-un pachet standard cu 14 pini. Cu un punct sau o crestătură a tastei care indică primul terminal. Al 7-lea pin este corpul sau minusul. 14 situat vizavi de primul este un plus.

Următorul pas în evoluția lui K155 a fost seria K555, în care a fost păstrat principiul de bază TTL, dar au fost adăugate joncțiunile colectoare ale tranzistoarelor. Prin urmare, seria K555 a fost numită TTLSh (diodă TTL și Schottky). În TTLSH, consumul de energie a scăzut de aproximativ 2 ori, iar performanța a crescut brusc.

cipuri CMOS

Litera K de la începutul abrevierei reprezintă - complementar. În practică, aceasta înseamnă că microansamblul folosește perechi cu aceiași parametri, dar un tranzistor are o poartă de tip n, iar celălalt, respectiv, de tip p. Se mai numesc și CMOS (Semiconductor complementar de oxid de metal).

Figura prezintă un exemplu de poartă clasică NOT de bază. Adică, dacă o unitate ajunge la intrare, atunci ieșirea va fi un zero logic și invers.

Element 2I – NU. Din câteva dintre aceste elemente logice este ușor de obținut și din mai multe flip-flops - un contor, un registru și un dispozitiv de stocare elementar.

Și acum despre musca în unguent: la frecvența maximă de funcționare, elementele CMOS sunt vizibil inferioare altor logici bazate pe tranzistori bipolari (TTL) și sunt extrem de sensibile la electricitatea statică.

Microcircuite bazate pe structuri KMDP

Circuitele integrate digitale bazate pe structuri CMOS sunt din ce în ce mai utilizate în dezvoltarea unei varietăți de circuite electronice, pentru care există motive foarte întemeiate. Circuitele integrate KMDP sunt dispozitive extrem de versatile și ușor de utilizat, care au proprietăți unice care nu sunt tipice pentru alte clase de circuite integrate digitale.

Aceste circuite integrate sunt numite complementare deoarece sunt realizate pe baza tranzistoarelor CMOS, adică. pe bază de perechi de tranzistoare cu efect de câmp cu structura: metal - oxid (dielectric) - semiconductor, având caracteristici foarte asemănătoare și canale de diferite tipuri de conductivitate. Circuitele integrate construite pe acest principiu consumă mult mai puțină energie de la sursa de alimentare decât toate celelalte circuite integrate și pot funcționa într-o gamă mai largă de niveluri de tensiune de alimentare. Ceasurile electronice de mână și dispozitivele auto, dispozitivele electronice medicale, receptoarele de televiziune, calculatoarele portabile sunt doar câteva exemple de dispozitive care utilizează circuite integrate CMDP.

Principalele avantaje ale circuitelor integrate digitale bazate pe structuri CMOS sunt rezistența mare de intrare a tranzistorilor (Rin) 10 12 Ohmi) și un nivel ridicat de integrare. La implementarea dispozitivelor cu impulsuri pe elemente logice CMOS integrate, rezistența rezistențelor de temporizare datorită rezistențelor mari de intrare ale tranzistoarelor nu este limitată de sus, prin urmare, pentru a obține impulsuri cu o durată lungă, capacitatea electrică a condensatoarelor de temporizare nu ar trebui fi crescut.

Structurile complementare sunt perechi complementare de tranzistoare bipolare (p-n-p și n-p-n) sau MIS (p-canal și n-canal), care pot îmbunătăți semnificativ performanța circuitelor integrate. Ele sunt fabricate pe un substrat comun în buzunare izolate de substrat fie printr-o joncțiune pn, fie printr-o peliculă dielectrică. Tranzistoarele complementare sunt realizate sub formă de structuri orizontale și verticale.

La tranzistoarele cu structură orizontală, emițătorul, baza și colectorul sunt situate pe același plan orizontal, astfel încât purtătorii minoritari injectați în bază nu se mișcă perpendicular pe suprafața cristalului, ci de-a lungul acesteia. Astfel de tranzistori se numesc de capăt (lateral). La fabricarea sfârşitului

tranzistoare p-n-p - formarea emițătorilor se realizează în timpul difuziei de bază a n-p-n - tranzistoare. Apoi, printr-o a doua difuzie de bază, emițătorul tranzistorului pnp este înconjurat de colector. Baza tranzistorului este stratul original de semiconductor de tip n între aceste regiuni. Lățimea bazei și, prin urmare, valoarea coeficientului de transfer al curentului de bază, sunt determinate de distanța dintre ferestrele gravate în modul foto pentru emițător și colector.

În structurile verticale, baza este situată sub emițător (purtătorii minoritari injectați se deplasează într-o direcție perpendiculară pe suprafața cristalului). Toate cele trei regiuni ale tranzistorului pnp (colector, bază și emițător) sunt formate prin difuzie. Astfel de structuri complementare sunt dificil de fabricat din cauza cerințelor de înaltă precizie pentru concentrarea impurităților dopante. Cu toate acestea, tranzistoarele fabricate folosind această tehnologie au un coeficient de transfer al curentului de bază mai mare decât tranzistoarele cu o structură orizontală și o tensiune mare de rupere a joncțiunii colectorului.

INTRODUCERE

Să vorbim despre caracteristicile unei familii ideale de cipuri logice. Ele trebuie să nu disipeze putere, să aibă întârziere de propagare zero, timpi de creștere și scădere a semnalului controlabili și să aibă imunitate la zgomot echivalentă cu 50% din oscilația semnalului de ieșire.

Parametrii familiilor moderne de cipuri CMOS (MOS complementare) se apropie de aceste caracteristici ideale.

În primul rând, cipurile CMOS disipează putere scăzută. Disiparea tipică a puterii statice este de ordinul a 10 nV per supapă, care este generată de curenții de scurgere. Disiparea puterii active (sau dinamice) depinde de tensiunea sursei de alimentare, frecvența, sarcina de ieșire și timpul de creștere a intrării, dar valoarea sa tipică pentru o singură poartă la o frecvență de 1 MHz și o sarcină de 50 pF nu depășește 10 mW.

În al doilea rând, timpul de întârziere a propagării semnalului în porțile CMOS, deși nu este zero, este destul de mic. În funcție de tensiunea de alimentare, întârzierea de propagare a semnalului pentru un element tipic variază de la 25 la 50 ns.

În al treilea rând, timpii de creștere și coborâre sunt controlați și reprezintă mai degrabă funcții liniare decât în trepte. De obicei, timpii de creștere și coborâre sunt cu 20-40% mai mari decât timpul de întârziere de propagare.

În cele din urmă, o valoare tipică a imunitații la zgomot se apropie de 50% și este de aproximativ 45% din amplitudinea semnalului de ieșire.

Un alt factor important în favoarea cipurilor CMOS este costul scăzut al acestora, mai ales atunci când sunt utilizate în echipamente portabile alimentate cu baterii de putere redusă.

Sursele de alimentare din sistemele construite pe cipuri CMOS pot fi de consum redus și, prin urmare, ieftine. Datorită consumului redus de energie, subsistemul de putere poate fi mai simplu și, prin urmare, mai ieftin. Nu este nevoie de radiatoare și ventilatoare din cauza disipării reduse a puterii. Îmbunătățirea continuă a proceselor tehnologice, precum și creșterea volumelor de producție și extinderea gamei de microcircuite CMOS fabricate duce la o reducere a costului acestora.

Există multe serii de cipuri logice CMOS. Prima dintre ele a fost seria K176, apoi K561 (CD4000AN) și KR1561 (CD4000BN), dar seria funcțională a primit cea mai mare dezvoltare în seriile KR1554 (74ACxx), KR1564 (74HCxx) și KR1594 (74ACTxx).

Seria funcțională de microcircuite CMOS moderne din seriile KR1554, KR1564 și KR1594 conține echivalente cu funcții complete ale microcircuitelor din seriile TTLSH KR1533 (74ALS) și K555 (74LS), care coincid complet atât în funcțiile îndeplinite, cât și în pinout. Microcircuitele CMOS moderne, în comparație cu prototipurile lor, seriile K176 și K561, consumă mult mai puțină putere dinamică și sunt de multe ori mai rapide ca performanță.

Pentru a simplifica soluțiile de circuit, au fost dezvoltate seria CMOS cu tensiune de prag de intrare a nivelurilor TTL (KR1594 și unele altele) și niveluri CMOS (KR1554, KR1564 și altele). Intervalul de temperatură de funcționare pentru microcircuite de uz general este -40-+85C și -55-+125C pentru aplicații speciale. În tabel Figura 1 prezintă o comparație a caracteristicilor de intrare și de ieșire ale microcircuitelor CMOS și TTLSH.

Tabelul 1. Comparația parametrilor electrici ai circuitelor CMOS și TTL

TEHNOLOGIE	CMOS cu poarta PCC	Îmbunătățit CMOS cu poarta PCC	CMOS cu poarta metalica	Standard	TTLSH cu consum redus	TTLSh de putere redusă îmbunătățit	Acțiune rapidă TTLSH


Putere disipată pe poartă (mW)
Static
La 100 kHz
Timp de întârziere de propagare (ns) (CL = 15 pF)
Frecvența maximă a ceasului (MHz) (CL = 15 pF)
Curent minim de ieșire (mA)
Ieșiri standard

Raportul de ieșire (încărcare per intrare K555)
Ieșiri standard
Ieșiri cu capacitate de încărcare crescută
Curent maxim de intrare, IIL (mA) (VI = 0,4 V)

CARACTERISTICILE CHIP-urilor CMOS

Scopul acestei secțiuni este de a oferi proiectantului de sistem cunoștințele necesare despre cum funcționează și se comportă circuitele integrate digitale CMOS atunci când sunt expuse la diferite semnale de control. S-au scris destul de multe despre tehnologia de proiectare și producție a microcircuitelor CMOS, așa că aici vom lua în considerare doar caracteristicile de proiectare a circuitelor microcircuitelor din această familie.

Circuitul CMOS de bază este invertorul prezentat în Fig. 1. Este format din două tranzistoare cu efect de câmp care funcționează în modul de îmbogățire: cu un canal de tip P (sus) și un canal de tip N (inferior). Pinii de alimentare sunt desemnați după cum urmează: VDD sau VCC pentru pinul pozitiv și VSS sau GND pentru pinul negativ. Denumirile VDD și VCC sunt împrumutate de la circuitele MOS convenționale și simbolizează sursele de alimentare și de scurgere ale tranzistoarelor. Ele nu se aplică direct circuitelor CMOS, deoarece pinii de alimentare sunt sursele ambelor tranzistoare complementare. Denumirile VSS sau GND sunt împrumutate de la circuitele TTL, iar această terminologie este păstrată pentru cipurile CMOS. În continuare, vor fi indicate denumirile VCC și GND.

Nivelurile logice dintr-un sistem CMOS sunt VCC („1 logic”) și GND („0” logic). Deoarece curentul care curge în MOSFET-ul „pornit” nu creează practic nicio cădere de tensiune pe el și deoarece rezistența de intrare a porții CMOS este foarte mare (caracteristica de intrare a MOSFET-ului este în principal capacitivă și arată similară cu caracteristica curent-tensiune a un MOSFET de 1012 Ohm, manevrat de un condensator de 5 pF), atunci nivelurile logice din sistemul CMOS vor fi aproape egale cu tensiunea sursei de alimentare.

Acum să ne uităm la curbele caracteristice ale MOSFET-urilor pentru a ne face o idee despre cum se vor schimba timpii de creștere și scădere, întârzierile de propagare și disiparea puterii odată cu schimbarea tensiunii de alimentare și a capacității de sarcină.

În fig. Figura 2 prezintă curbele caracteristice ale tranzistoarelor cu efect de câmp cu canal N și canal P care funcționează în modul de îmbogățire.

Din aceste caracteristici rezultă o serie de concluzii importante. Luați în considerare curba pentru un tranzistor cu canal N cu o tensiune Gate-Source egală cu VGS = 15 V. Trebuie remarcat faptul că pentru o tensiune de control constantă VGS, tranzistorul se comportă ca o sursă de curent pentru valorile VDS (Drain- Tensiune sursă) mai mare decât VGS-VT (VT este tensiunea de prag a MOSFET). Pentru valorile VDS mai mici decât VGS-VT, tranzistorul se comportă în esență ca un rezistor.

De asemenea, trebuie menționat că pentru valori mai mici ale VGS curbele sunt similare, cu excepția faptului că valoarea IDS este mult mai mică și, de fapt, IDS crește odată cu pătratul VGS. Tranzistorul cu canal P are caracteristici aproape identice, dar complementare (complementare).

În cazul conducerii unei sarcini capacitive folosind elemente CMOS, modificarea inițială a tensiunii aplicată sarcinii va fi liniară, datorită caracteristicii „curent” din secțiunea inițială, obținută prin rotunjirea caracteristicii rezistive predominante atunci când valoarea VDS diferă. putin de la zero. În raport cu cel mai simplu invertor CMOS prezentat în Fig. 1, pe măsură ce VDS scade la zero, tensiunea de ieșire VOUT va tinde spre VCC sau GND, în funcție de faptul că tranzistorul este pe canal P sau pe canal N.

Dacă VCC, și deci VGS, este crescut, invertorul trebuie să dezvolte o amplitudine de tensiune mai mare pe condensator. Cu toate acestea, pentru aceeași creștere a tensiunii, capacitatea de sarcină a IDS crește brusc ca pătratul VGS și, prin urmare, timpii de creștere și întârzierile de propagare prezentate în Fig. 3, scădere.

Astfel, se poate observa că pentru un proiect dat și, prin urmare, o valoare fixă a capacității de sarcină, creșterea tensiunii de alimentare va crește performanța sistemului. Creșterea VCC va crește performanța, dar și disiparea puterii. Acest lucru este adevărat din două motive. În primul rând, produsul CV2f și, prin urmare, puterea, crește. Aceasta este puterea disipată într-un circuit CMOS sau orice circuit similar din motivul menționat mai sus, atunci când conduceți o sarcină capacitivă.

Pentru valorile specificate ale capacității de sarcină și ale frecvenței de comutare, disiparea puterii crește proporțional cu pătratul căderii de tensiune pe sarcină.

Al doilea motiv este că produsul VI sau puterea disipată într-un circuit CMOS crește pe măsură ce tensiunea de alimentare VCC crește (pentru VCC>2VT). De fiecare dată când circuitul trece de la o stare la alta, există un curent momentan care trece de la VCC la GND prin două tranzistoare de ieșire deschise simultan.

Deoarece tensiunile de prag ale tranzistoarelor nu se modifică odată cu creșterea VCC, intervalul de tensiune de intrare în care tranzistoarele superioare și inferioare sunt simultan într-o stare conducătoare crește cu creșterea VCC. În același timp, o valoare mai mare a VCC oferă valori mai mari ale tensiunilor de control VGS, ceea ce duce și la o creștere a curenților JDS. Din acest motiv, dacă timpul de creștere al semnalului de intrare a fost zero, atunci nu ar exista curent prin tranzistoarele de ieșire de la VCC la GND. Acești curenți apar deoarece marginile semnalului de intrare au timpi de creștere și scădere finit mici și, prin urmare, tensiunea de intrare necesită un anumit timp finit de mic pentru a trece prin intervalul în care cele două tranzistoare de ieșire sunt pornite simultan. Evident, timpii de creștere și de scădere ai marginilor semnalului de intrare ar trebui să fie minimi pentru a reduce disiparea puterii.

Să aruncăm o privire la caracteristicile de transfer (Fig. 5) și la modul în care acestea se schimbă cu tensiunea de alimentare VCC. Să fim de acord să presupunem că ambele tranzistoare din cel mai simplu invertor au caracteristici și tensiuni de prag identice, dar complementare. Să presupunem că tensiunile de prag, VT, sunt 2V. Dacă VCC este mai mică decât tensiunea de prag de 2 V, niciunul dintre tranzistori nu poate fi pornit și circuitul nu va funcționa. În fig. Figura 5a prezintă o situație în care tensiunea de alimentare se potrivește exact cu tensiunea de prag. În acest caz, circuitul ar trebui să funcționeze cu histerezis 100%. Cu toate acestea, aceasta nu este tocmai histerezis, deoarece ambele tranzistoare de ieșire sunt oprite și tensiunea de ieșire este menținută peste capacitățile porții în aval de circuite. Dacă VCC se află în intervalul de una și două tensiuni de prag (Fig. 5b), cantitatea de „histereză” scade pe măsură ce VCC se apropie de o valoare echivalentă cu 2VT (Fig. 5c). La o tensiune VCC echivalentă cu două tensiuni de prag, nu există „histerezis”; De asemenea, nu există curent prin două tranzistoare de ieșire deschise simultan în timpul momentelor de comutare. Când valoarea VCC depășește două tensiuni de prag, curbele caracteristice de transfer încep să se rotunjească (Fig. 5d). Când VIN trece printr-o regiune în care ambele tranzistoare sunt deschise, de ex. în starea conducătoare, curenții care curg în canalele tranzistoarelor creează căderi de tensiune, dând o rotunjire a caracteristicilor.

Când revizuiți un sistem CMOS pentru zgomot, există cel puțin două caracteristici de luat în considerare: imunitatea la zgomot și marja de zgomot.

Circuitele CMOS moderne au o valoare tipică de imunitate la zgomot de 0,45 VCC. Aceasta înseamnă că un semnal de intrare fals egal cu 0,45 VCC sau mai puțin diferit de VCC sau GND nu se va propaga prin sistem ca un nivel logic defect. Acest lucru nu înseamnă că nu va apărea niciun semnal la ieșirea primului circuit. De fapt, ca urmare a expunerii la semnalul de interferență, la ieșire va apărea un semnal de ieșire, dar va fi slăbit în amplitudine. Pe măsură ce acest semnal se propagă prin sistem, acesta va fi slăbit și mai mult de circuitele ulterioare până când va dispărea complet. De obicei, un astfel de semnal nu modifică starea de ieșire a elementului logic. Într-un flip-flop convențional, un impuls de ceas de intrare fals cu o amplitudine de 0,45VCC nu își va schimba starea.

Producătorul de cip CMOS garantează, de asemenea, o marjă de imunitate la zgomot de 1 Volt pe întreaga gamă de tensiuni și temperaturi de alimentare și pentru orice combinație de intrări. Aceasta este doar o abatere a caracteristicii de imunitate la zgomot, pentru care este garantat un set special de tensiuni de intrare și ieșire. Cu alte cuvinte, din această caracteristică rezultă că, pentru ca semnalul de ieșire al circuitului, exprimat în Volți, să fie în limita 0,1VCC de valoarea nivelului logic corespunzător („zero” sau „unu”), semnalul de intrare nu trebuie să depășească valoarea 0. 1VCC plus 1 Volt deasupra nivelului solului sau sub nivelul puterii. Grafic, această situație este prezentată în fig. 4.

Aceste caracteristici seamănă foarte mult cu marja de imunitate la zgomot a circuitelor TTL standard, care este de 0,4 V (Fig. 6). Pentru a completa imaginea dependenței tensiunii de ieșire VOUT de intrarea VIN, prezentăm curbele caracteristicilor de transfer (Fig. 5).

ANALIZA APLICĂRII ÎN SISTEM

Această secțiune discută diverse situații care apar în timpul dezvoltării sistemului: intrări neutilizate, conectarea în paralel a elementelor pentru creșterea capacității de încărcare, cablarea magistralelor de date, coordonarea cu elemente logice din alte familii.

INTRARI NEUTILIZATE

Mai simplu spus, intrările neutilizate nu trebuie lăsate neconectate. Datorită rezistenței foarte mari de intrare (1012 ohmi), intrarea flotantă se poate deplasa între zero logic și unu logic, creând un comportament imprevizibil de ieșire a circuitului și probleme asociate sistemului. Toate intrările neutilizate trebuie să fie conectate la magistrala de alimentare, la cablul „comun” sau la altă intrare utilizabilă. Alegerea nu este deloc întâmplătoare, deoarece ar trebui să se țină seama de posibilul impact asupra capacității de sarcină de ieșire a circuitului. Luați în considerare, de exemplu, o poartă 4NAND cu patru intrări, folosită ca poartă logică 2NAND cu două intrări. Structura sa internă este prezentată în Fig. 7. Fie intrările A și B intrări neutilizate.

Dacă intrările neutilizate trebuie conectate la un nivel logic fix, atunci intrările A și B trebuie conectate la șina de alimentare pentru a permite funcționarea intrărilor rămase. Aceasta va porni tranzistoarele inferioare A și B și va opri tranzistoarele A și B superioare corespunzătoare. În acest caz, nu pot fi pornite mai mult de două tranzistoare superioare în același timp. Cu toate acestea, dacă intrările A și B sunt conectate la intrarea C, capacitatea de intrare se triplează, dar de fiecare dată când intrarea C ajunge la zero logic, tranzistoarele de sus A, B și C se pornesc, triplând curentul maxim de ieșire la unul logic. Dacă intrarea D primește și un nivel logic zero, toate cele patru tranzistoare superioare sunt pornite. Astfel, conectarea intrărilor neutilizate ale unui element NAND la magistrala de alimentare (SAU-NU la firul „comun”) le va porni, dar conectarea intrărilor neutilizate la alte intrări utilizate garantează o creștere a curentului de ieșire al celui „logic”. ”, în cazul unui element ȘI-NU (sau curentul de intrare de ieșire la nivelul „zero” logic, în cazul unui element SAU-NU).

Pentru tranzistoarele conectate în serie, curentul de ieșire nu crește. Având în vedere această circumstanță, un element logic cu mai multe intrări poate fi utilizat pentru a controla direct o sarcină puternică, de exemplu, o bobină de releu sau o lampă incandescentă.

CONECTAREA PARALELA A ELEMENTELOR LOGICE

În funcție de tipul de element logic, combinarea intrărilor garantează o creștere a capacității de sarcină fie pentru curenții de scurgere, fie pentru curenții de scufundare, dar nu pentru ambii în același timp. Pentru a garanta o creștere a celor doi curenți de ieșire este necesară conectarea mai multor elemente logice în paralel (Fig. 8). În acest caz, o creștere a capacității de sarcină se realizează prin conectarea mai multor lanțuri de tranzistoare în paralel (Fig. 7), crescând astfel curentul de ieșire corespunzător.

RUTAREA AUTOBUZULUI DE DATE

Există două moduri principale de a face acest lucru. Prima metodă este o conexiune paralelă a elementelor tampon CMOS convenționale (de exemplu). Și a doua, cea mai preferabilă metodă, este conectarea elementelor cu trei stări de ieșire.

FILTRAREA INTERFERENȚELOR SURSELOR DE ALIMENTARE

Deoarece circuitele CMOS pot funcționa pe o gamă largă de tensiuni de alimentare (3-15 V), este necesară filtrarea minimă. Valoarea minimă a tensiunii de alimentare este determinată de frecvența maximă de funcționare a celui mai rapid element din sistem (de obicei, o parte foarte mică a sistemului funcționează la frecvența maximă). Filtrele ar trebui să fie selectate pentru a menține tensiunea de alimentare aproximativ la jumătatea distanței dintre valoarea minimă specificată și tensiunea maximă la care microcircuitele sunt încă funcționale. Cu toate acestea, dacă disiparea puterii trebuie redusă la minimum, tensiunea de alimentare trebuie să fie selectată cât mai scăzută posibil, respectând în continuare cerințele de performanță.

MINIMIZAREA PUTERIILOR DE SISTEM

Pentru a minimiza consumul de energie al sistemului, acesta trebuie să funcționeze la o viteză minimă, executând sarcina la o tensiune de alimentare minimă. Valorile instantanee ale consumului de energie dinamică (AC) și statică (DC) cresc, ambele cu creșterea frecvenței și tensiunii sursei de alimentare. Consumul dinamic de energie (AC) este o funcție a produsului CV2f. Aceasta este puterea disipată în elementul tampon care conduce sarcina capacitivă.

Este evident că consumul de energie dinamică crește direct proporțional cu frecvența și este proporțional cu pătratul tensiunii de alimentare. De asemenea, crește odată cu capacitatea de sarcină, care este determinată în principal de sistem și nu este variabilă. Consumul de energie statică (DC) este disipat în momentele de comutare și este produsul VI. În orice element CMOS, un curent instantaneu apare de la magistrala de alimentare către firul „comun” (la VCC>2VT) Fig. 9.

Amplitudinea maximă a curentului este o funcție în creștere rapidă a tensiunii de intrare, care, la rândul său, este o funcție a tensiunii de alimentare (Fig. 5d).
Valoarea reală a produsului VI al puterii disipate de sistem este determinată de trei indicatori: tensiunea sursei de alimentare, frecvența și timpii muchiilor de creștere și coborâre ale semnalului de intrare. Un factor foarte important este timpul de creștere a semnalului de intrare. Dacă timpul de creștere este lung, puterea disipată crește deoarece calea curentului este stabilită în timpul întregului timp în care semnalul de intrare trece prin regiunea dintre tensiunile de prag ale tranzistoarelor superioare și inferioare. Teoretic, dacă timpul de creștere ar fi considerat zero, nu ar avea loc nicio cale de curent și puterea VI ar fi zero. Cu toate acestea, deoarece timpul de creștere este desigur mic, există întotdeauna un curent de trecere care crește rapid odată cu creșterea tensiunii de alimentare.

Mai există o circumstanță în ceea ce privește timpul de creștere a semnalului de intrare și consumul de energie. Dacă circuitul este utilizat pentru a conduce un număr mare de sarcini, timpul de creștere a semnalului de ieșire va crește. Acest lucru va crește disiparea puterii VI în fiecare dispozitiv controlat de un astfel de circuit (dar nu și în circuitul de control în sine). Dacă consumul de energie atinge o valoare critică, este necesară creșterea pantei semnalului de ieșire prin conectarea elementelor tampon în paralel sau prin partajarea sarcinilor pentru a reduce consumul total de energie.

Acum să rezumăm influența efectelor tensiunii de alimentare, a tensiunii de intrare, a timpilor de creștere și de scădere a marginilor semnalului de intrare și a capacității de sarcină asupra disipării puterii. Se pot trage următoarele concluzii:

Tensiunea de alimentare. Produsul CV2f de disipare a puterii crește cu pătratul tensiunii de alimentare. Produsul VI al disipării puterii crește aproximativ proporțional cu pătratul tensiunii de alimentare.
Nivelul tensiunii de intrare. Produsul VI al disipării puterii crește dacă tensiunea de intrare este între „potențialul de masă (GND) plus tensiunea de prag” și „tensiunea de alimentare (VCC) minus tensiunea de prag”. Cea mai mare putere de disipare are loc atunci când VIN se apropie de 0,5 VCC. Produsul CV2f nu este afectat de nivelul tensiunii de intrare.
Timpul de creștere a semnalului de intrare. Produsul VI al disipării puterii crește odată cu creșterea timpului de creștere, deoarece curentul de trecere prin tranzistoarele de ieșire simultane se stabilește pentru un timp mai îndelungat. De asemenea, produsul CV2f nu este afectat de timpul de creștere a semnalului de intrare.
Capacitate de incarcare. Produsul CV2f al puterii disipate în circuit crește proporțional cu capacitatea de sarcină. Produsul VI al disipării puterii nu depinde de capacitatea de sarcină. Cu toate acestea, o creștere a capacității de sarcină va duce la o creștere a timpilor de creștere a marginilor semnalului de ieșire, care, la rândul său, va duce la o creștere a produsului VI al puterii disipate în elementele logice controlate de aceasta. semnal.

COORDONAREA CU ELEMENTELE LOGICE ALE ALTOR FAMILII

Există două reguli de bază pentru potrivirea elementelor tuturor celorlalte familii cu cipuri CMOS. În primul rând, circuitul CMOS trebuie să furnizeze cerințele necesare de curent și tensiune de intrare pentru elementele altor familii. Și, în al doilea rând, și chiar mai important, amplitudinea semnalului de ieșire al elementelor logice ale altor familii trebuie să se potrivească cât mai aproape cu tensiunea sursei de alimentare a circuitului CMOS.

CIRCUITE MOSFET P-CHANNEL

Există o serie de cerințe care trebuie îndeplinite atunci când se potrivesc circuitele P-MOS și CMOS. În primul rând, acesta este un set de surse de alimentare cu tensiuni diferite. Majoritatea circuitelor P-MOS sunt proiectate să funcționeze la tensiuni între 17 V și 24 V, în timp ce circuitele CMOS sunt proiectate pentru o tensiune maximă de 15 V. O altă problemă cu circuitele P-MOS, spre deosebire de CMOS, este semnalul de amplitudine de ieșire semnificativ mai scăzut decât tensiunea de alimentare. Tensiunea de ieșire a circuitelor P-MOS variază de la potențialul mai pozitiv al tensiunii de alimentare (VSS) la câțiva volți peste potențialul mai negativ (VDD). Prin urmare, chiar dacă circuitul P-MOS rulează de la o sursă de 15 V, amplitudinea sa de ieșire va fi tot mai mică decât ceea ce este necesar pentru a se potrivi cu circuitul CMOS. Există mai multe modalități de a rezolva această problemă, în funcție de configurația sistemului. Să luăm în considerare două moduri de a construi un sistem în întregime pe circuite MOS și o metodă când sistemul utilizează circuite TTLSH.

Primul exemplu utilizează numai circuite P-MOS și CMOS cu tensiuni de alimentare mai mici de 15 V (vezi Figura 10). În această configurație, circuitul CMOS conduce direct P-MOS. Cu toate acestea, un circuit P-MOS nu poate conduce direct CMOS, deoarece tensiunea de ieșire zero logică este cu mult peste potențialul zero al sistemului. Pentru a „trage în sus” potențialul de ieșire al circuitului la zero, este introdus un rezistor suplimentar RPD. Valoarea sa este aleasă suficient de mică pentru a furniza constanta de timp RC dorită la comutarea ieșirii de la „unu” la „zero” și, în același timp, suficient de mare pentru a furniza valoarea necesară a nivelului logic „unu”. Această metodă este potrivită și pentru ieșirile P-MOS cu drenaj deschis.

O altă opțiune într-un sistem all-MOS este utilizarea unei referințe convenționale de tensiune a diodei zener pentru a conduce un potențial mai negativ pentru a alimenta circuitul CMOS (Figura 11).

Această configurație folosește o sursă de alimentare P-MOS de 17-24 V. Tensiunea de referință este selectată pentru a reduce tensiunea de alimentare CMOS la tensiunea de ieșire minimă de swing-to-peak a circuitului P-MOS. Circuitul CMOS poate încă conduce direct P-MOS, dar acum, circuitul P-MOS poate conduce CMOS fără un rezistor pull-up. Alte limitări includ tensiunea de alimentare a circuitelor CMOS, care trebuie să fie mai mică de 15 V și necesitatea ca referința să furnizeze suficient curent pentru a alimenta toate circuitele CMOS din sistem. Această soluție este destul de potrivită dacă sursa de alimentare a circuitului P-MOS trebuie să fie mai mare de 15 V, iar consumul de curent al circuitelor CMOS este suficient de mic pentru a fi asigurat de un regulator parametric simplu.

Dacă sistemul utilizează circuite TTLS, trebuie să existe cel puțin două surse de alimentare. În acest caz, circuitul CMOS poate funcționa dintr-o sursă unipolară și poate conduce direct circuitul P-MOS (Fig. 12).

CIRCUITE MOSFET N-CHANNEL

Potrivirea CMOS cu circuitele N-MOS este mai simplă, deși există unele probleme. În primul rând, circuitele N-MOS necesită tensiuni mai mici de alimentare, de obicei în intervalul 5-12 V. Acest lucru le permite să fie adaptate direct la circuitele CMOS. În al doilea rând, amplitudinea semnalului de ieșire al circuitelor CMOS variază de la aproape zero până la tensiunea de alimentare minus 1-2 V.

La tensiuni mai mari de alimentare, circuitele N-MOS și CMOS pot funcționa direct, deoarece nivelul logic de ieșire al circuitului N-MOS va diferi de tensiunea de alimentare cu doar 10-20%. Cu toate acestea, la tensiuni de alimentare mai mici, tensiunea la nivelul unității logice va fi mai mică cu 20-40%, deci este necesar să se includă un rezistor „pull-up” (Fig. 13).

CIRCUITE TTL, TTLSH

La potrivirea acestor familii cu circuite CMOS, apar două probleme. În primul rând, este suficientă tensiunea de nivel logic-1 a familiilor bipolare pentru a conduce direct circuitele CMOS? Circuitele TTL și TTLSh sunt destul de capabile să conducă circuitele CMOS din seria 74HCXX direct, fără rezistențe suplimentare de pull-up. Cu toate acestea, acestea nu sunt capabile să controleze circuitele CMOS din seria CD4000 (K561, KR1561), deoarece caracteristicile acestora din urmă nu garantează funcționarea în cazul conexiunii directe fără rezistențe pull-up.

Circuitele TTL sunt capabile să conducă direct circuite CMOS pe întregul interval de temperatură de funcționare. Circuitele TTL standard sunt capabile să conducă direct circuitele CMOS pe cea mai mare parte a intervalului de temperatură. Cu toate acestea, mai aproape de limita inferioară a intervalului de temperatură, tensiunea la nivel de unitate logică a circuitelor TTL scade și se recomandă introducerea unui rezistor „pull-up” (Fig. 14).

În funcție de dependența valorilor de tensiune admisibile ale nivelurilor de intrare de tensiunea de alimentare pentru circuitele CMOS (a se vedea Fig. 4), dacă tensiunea de intrare depășește valoarea VCC-1,5 V (la VCC = 5 V), atunci tensiunea de ieșire nu va depăși 0,5 V . Următorul element CMOS va crește această tensiune de 0,5 V la tensiunea VCC sau GND corespunzătoare. Tensiunea de nivel logic „1” pentru circuitele TTL standard este de minim 2,4 V cu un curent de ieșire de 400 μA. Acesta este cel mai rău caz, deoarece tensiunea de ieșire a circuitului TTL se va apropia de această valoare doar la temperatura minimă, nivelul maxim de intrare „0” (0,8 V), curenți maximi de scurgere și tensiune minimă de alimentare (VCC = 4,5 V).

În condiții normale (25°C, VIN = 0,4 V, curenți nominali de scurgere în circuitul CMOS și tensiunea de alimentare VCC = 5 V), nivelul logic „1” va corespunde mai probabil cu VCC-2VD sau VCC-1,2 V. Când doar temperatura se schimbă, tensiunea de ieșire se va schimba în funcție de dependența „de două ori -2 mV pe grad de temperatură” sau „-4 mV pe grad”. VCC-1.2V este suficient pentru a conduce direct circuitul CMOS, fără a fi nevoie de un rezistor pull-up.

Dacă, în anumite condiții, tensiunea de ieșire a unui circuit logic-1 TTL poate scădea sub VCC-1,5 V, trebuie utilizat un rezistor pentru a conduce circuitul CMOS.
A doua întrebare este, poate un circuit CMOS să ofere suficient curent de ieșire pentru a furniza o tensiune de intrare de nivel logic 0 unui circuit TTL? Pentru „1” logic această problemă nu există.

Pentru un circuit TTL, curentul de intrare este suficient de mic pentru a conduce direct două astfel de intrări. Pentru un circuit TTL standard, curentul de intrare este de zece ori mai mare decât curentul circuitului TTL și, prin urmare, tensiunea de ieșire a circuitului CMOS va depăși atunci valoarea maximă admisă a tensiunii de nivel logic „0” (0,8 V). . Cu toate acestea, dacă examinați cu atenție specificațiile unității de ieșire ale circuitelor CMOS, veți observa că o poartă NAND cu două intrări poate conduce o singură intrare TTL, deși numai în cazuri extreme. De exemplu, tensiunea de ieșire a nivelului zero logic pentru dispozitivele MM74C00 și MM74C02 pe întregul interval de temperatură este de 0,4 V la un curent de 360 μA, cu o tensiune de intrare de 4,0 V și o tensiune de alimentare de 4,75 V. Ambele circuite sunt prezentată în fig. 15.

Ambele circuite au aceeași capacitate de încărcare, dar structurile lor sunt diferite. Aceasta înseamnă că fiecare dintre cele două tranzistoare inferioare ale MM74C02 poate furniza același curent ca și două tranzistoare MM74C00 în serie. Două tranzistoare MM74C02 împreună pot furniza de două ori curentul la o anumită tensiune de ieșire. Dacă permitem ca tensiunea de ieșire zero logică să crească la o valoare de 0,8 V, atunci dispozitivul MM74C02 va putea furniza de patru ori curentul de ieșire decât 360 μA, adică. 1,44 mA, care este aproape de 1,6 mA. De fapt, 1,6 mA este curentul maxim de intrare pentru o intrare TTL, iar majoritatea circuitelor TTL funcționează la cel mult 1 mA. De asemenea, 360 µA este curentul minim de ieșire pentru circuitele CMOS. Valoarea reală este în intervalul 360-540 µA (care corespunde curentului de intrare a 2-3 intrări TTLSH). Un curent de 360 µA este specificat pentru o tensiune de intrare de 4 V Pentru o tensiune de intrare de 5 V, curentul de ieșire va fi de aproximativ 560 µA pe întregul interval de temperatură, făcând controlul intrării TTL și mai ușor. La temperatura camerei și o tensiune de intrare de 5 V, ieșirea circuitului CMOS poate furniza un curent de 800 µA. Prin urmare, o poartă NOR cu două intrări va furniza un curent de ieșire de 1,6 mA la 0,4 V dacă ambele intrări ale porții NOR sunt alimentate cu 5 V.

Din aceasta putem concluziona că poarta NOR cu două intrări unice inclusă în MM74C02 poate fi utilizată pentru a conduce o intrare TTL standard în loc de un buffer dedicat. Cu toate acestea, acest lucru va duce la o scădere ușoară a imunității la zgomot în intervalul de temperatură.

Surse de informare

CMOS, semiconductor de simetrie complementară/oxid de metal ) - tehnologie de construire a circuitelor electronice. Tehnologia CMOS utilizează tranzistori cu efect de câmp de poartă izolată cu canale de conductivitate diferită. O caracteristică distinctivă a circuitelor CMOS în comparație cu tehnologiile bipolare (TTL, ESL etc.) este consumul de energie foarte scăzut în modul static (în majoritatea cazurilor, se poate presupune că energia este consumată doar în timpul comutării stării). O trăsătură distinctivă a structurii CMOS în comparație cu alte structuri MOS (N-MOS, P-MOS) este prezența atât a tranzistorilor cu efect de câmp cu canal n cât și pe canal; Ca urmare, circuitele CMOS au viteză mai mare și consum mai mic de energie, dar în același timp sunt caracterizate de un proces de fabricație mai complex și densitate mai mică a ambalajului.

Marea majoritate a cipurilor logice moderne, inclusiv procesoarele, folosesc circuite CMOS.

Poveste

Circuitele CMOS timpurii erau foarte vulnerabile la descărcarea electrostatică. Acum această problemă a fost în mare măsură rezolvată, dar la instalarea cipurilor CMOS, se recomandă să luați măsuri pentru a elimina încărcările electrice.

Aluminiul a fost folosit devreme pentru a face porți în celulele CMOS. Mai târziu, în legătură cu apariția așa-numitei tehnologii auto-combinate, care a implicat utilizarea unei porți nu numai ca element structural, ci în același timp ca mască la obținerea regiunilor sursei de scurgere, siliciul policristalin a început să fi folosit ca poarta.

Tehnologie

Schema 2I-NU

De exemplu, luați în considerare un circuit de poartă 2I-NOT construit folosind tehnologia CMOS.

Dacă se aplică un nivel ridicat ambelor intrări A și B, atunci ambele tranzistoare din partea de jos a circuitului sunt deschise și ambele tranzistoare de sus sunt închise, adică ieșirea este conectată la masă.
Dacă se aplică un nivel scăzut la cel puțin una dintre intrări, tranzistorul corespunzător va fi deschis în partea de sus și închis în partea de jos. Astfel, ieșirea va fi conectată la tensiunea de alimentare și deconectată de la masă.

Nu există rezistențe de sarcină în circuit, astfel încât, într-o stare statică, curg doar curenții de scurgere prin circuitul CMOS prin tranzistoarele în afara circuitului, iar consumul de energie este foarte scăzut. La comutare, energia electrică este cheltuită în principal pentru încărcarea capacităților porților și conductoarelor, astfel încât puterea consumată (și disipată) este proporțională cu frecvența acestor comutări (de exemplu, viteza de ceas a procesorului).

Seria de cipuri logice CMOS fabricate în străinătate

Seria de cipuri logice CMOS produse pe plan intern

Pe tranzistoarele CMOS (CMOS):
- 164, 176, 561 și 564 corespund seriei 4000, dar 164 și 176 au doar sursă de alimentare de 9V;
- seria 1554 - 74AC;
- seria 1561 - 4000B;
- seria 1564 - 74HC;
- 1594 - seria 74ACT;
- seria 5564 - 74HCT;