Utilizarea driverului de cheie de nivel scăzut și înalt IR2110 - Explicații și exemple de circuit. Driver MOSFET de putere pentru circuite de joasă tensiune
MOSFET-urile de putere și tranzistoarele bipolare cu poartă izolată (IGBT) sunt elementele de bază ale electronicii moderne de putere și sunt utilizate ca elemente de comutare pentru curenți și tensiuni mari. Cu toate acestea, pentru a potrivi semnalele de control logic de joasă tensiune cu nivelurile de control ale porții ale tranzistoarelor MOSFET și IGBT, sunt necesare dispozitive intermediare de potrivire - drivere de înaltă tensiune (în continuare, pentru concizie, prin „driver de înaltă tensiune” vom înțelege „înaltă tensiune”. drivere de tensiune ale tranzistoarelor MOSFET și IGBT”).
În cele mai multe cazuri, se utilizează următoarea clasificare a driverelor de înaltă tensiune:
- Drivere independente ale brațelor superioare și inferioare ale semi-podului, integrate într-un singur cip ( Șofer lateral înalt și jos);
- Driverele superioare și inferioare ale piciorului conectate într-un circuit de jumătate de punte ( Șofer pe jumătate de pod);
- Conducători de braț ( Șofer partea înaltă);
- Drivere cu brațul jos ( Șofer partea joasă).
În fig. Figura 1 prezintă circuitele de control corespunzătoare acestor tipuri de drivere.
Orez. 1.
În primul caz (Fig. 1a), două sarcini independente sunt controlate de la un singur semnal de control. În consecință, sarcinile sunt conectate între sursa tranzistorului inferior și magistrala de alimentare de înaltă tensiune (driver de jos), precum și între scurgerea tranzistorului superior și masă (driver de înaltă). Așa-numitele puncte medii (drenarea tranzistorului superior și sursa tranzistorului inferior) nu sunt conectate între ele.
În al doilea caz (Fig. 1b), punctele de mijloc sunt conectate. Mai mult, sarcina poate fi conectată atât la brațul superior, cât și la cel inferior, dar conectată la punctul de mijloc în același mod ca un circuit cu jumătate de punte (așa-numitul circuit cu punte completă). Strict vorbind, în schema 1a, nimic nu vă împiedică să conectați punctele de mijloc. Dar, în acest caz, cu o anumită combinație de semnale de intrare, este posibil ca două tranzistoare să se deschidă simultan și, în consecință, un curent excesiv de mare să curgă de la magistrala de înaltă tensiune către pământ, ceea ce va duce la defectarea unuia sau ambii tranzistori simultan. Eliminarea unei astfel de situații în această schemă este preocuparea dezvoltatorului. În driverele cu semi-punte (circuitul 1b), această situație este eliminată la nivelul logicii de control intern a microcircuitului.
În al treilea caz (1c), sarcina este conectată între drenajul tranzistorului superior și masă, iar în al patrulea (1d) - între sursa tranzistorului inferior și magistrala de alimentare de înaltă tensiune, adică. Două „jumătăți” ale circuitului 1a sunt implementate separat.
În ultimii ani, STMicroelectronics s-a concentrat (în nișa driverelor de înaltă tensiune) doar pe șoferii din primele două tipuri (familii L638xȘi L639x, despre care se va discuta mai jos). Cu toate acestea, modelele anterioare conțin cipuri de driver care controlează pornirea sau oprirea unui singur tranzistor MOSFET sau IGBT (categoria „Single” în termenii STMicroelectronics). Cu un anumit circuit de comutare, acești drivere pot controla sarcina atât a brațului superior, cât și a celui inferior. Să notăm și microcircuitul TD310— trei șoferi independenți într-o singură carcasă. Această soluție va fi eficientă la controlul unei sarcini trifazate. STMicroelectronics clasifică acest cip drept driver de categorie „Multiple”.
L368x
Tabelul 1 prezintă compoziția și parametrii familiei de microcircuite L368x. Circuitele integrate din această familie includ atât drivere independente de înaltă și joasă parte (H&L) cât și drivere semi-bridge (HB).
Tabelul 1. Parametrii driverului familiei L638x
| Nume | Voffcet, V | Io+, mA | Io-, mA | Ton, ns | Toff, ns | Tdt, ns | Tip | Control |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| L6384E | 600 | 400 | 650 | 200 | 250 | Prog. | HB | IN/-SD |
| L6385E | 600 | 400 | 650 | 110 | 105 | H&L | HIN/LIN | |
| L6386E | 600 | 400 | 650 | 110 | 150 | H&L | HIN/LIN/-SD | |
| L6387E | 600 | 400 | 650 | 110 | 105 | H&L | HIN/LIN | |
| L6388E | 600 | 200 | 350 | 750 | 250 | 320 | HB | HIN/LIN |
Să explicăm câțiva parametri:
V OFFSET - tensiunea maximă posibilă între sursa tranzistorului superior și masă;
I O+ (I O-) - curent de ieșire maxim atunci când tranzistorul superior (inferior) al etajului de ieșire al microcircuitului este deschis;
T ON (T OFF) — întârziere de propagare a semnalului de la intrările HIN și LIN la ieșirile HO și LO când este pornit (oprit);
T DT - timpul de pauză - un parametru legat de driverele semi-bridge. La schimbarea stărilor active, circuitul logic introduce forțat pauze pentru a evita pornirea simultană a brațelor superioare și inferioare. De exemplu, dacă brațul inferior este oprit, atunci ambele brațe sunt oprite pentru un timp și abia apoi cel de sus se aprinde. Și, invers, dacă brațul superior este oprit, atunci ambele brațe sunt oprite pentru o perioadă de timp, apoi cel de jos se aprinde. Acest timp poate fi fie fixat (ca în L6388E), sau setați prin selectarea valorii rezistenței externe corespunzătoare (ca în L6384E).
Control. Circuitele integrate ale driverelor laterale superioare și inferioare independente sunt controlate prin intrările HIN și LIN. Mai mult, nivelul ridicat al semnalului logic pornește, respectiv, brațul superior sau inferior al șoferului. În plus, cipul L6386E folosește o intrare SD suplimentară, care oprește ambele brațe, indiferent de starea la intrările HIN și LIN.
Cipul L6384E utilizează semnale SD și IN. Semnalul SD oprește ambele picioare, indiferent de starea de la intrarea IN. Semnalul IN = 1 este echivalent cu combinația de semnal (HIN = 1, LIN = 0) și, invers, IN = 0 este echivalent cu combinația de semnal (HIN = 0, LIN = 1). Astfel, pornirea simultană a tranzistoarelor laterale superioare și inferioare este imposibilă în principiu.
În cipul L6388E, controlul se realizează prin intrările HIN și LIN, deci este, în principiu, posibilă aplicarea unei combinații (HIN = 1, LIN = 1) intrărilor, dar circuitul logic intern o convertește într-o combinație ( HIN = 0, LIN = 0), eliminând astfel pornirea simultană a ambelor tranzistoare.
În ceea ce privește parametrii, să începem cu cipurile de tip H&L.
Valoarea V OFFSET egală cu 600 Volți este, într-un sens, un standard pentru microcircuite din această clasă.
Curentul de ieșire I O+ (I O-), egal cu 400/650 mA, este un indicator mediu, concentrat pe tranzistoarele tipice de uz general. În comparație cu familia de microcircuite IRS (generația G5 HVIC), International Rectifier oferă în principal microcircuite cu un parametru 290/600 mA. Linia International Rectifier include însă și modele cu parametri de 2500/2500 mA (IRS2113) și viteză puțin mai mică, sau microcircuite cu curenți de ieșire de până la 4000/4000 mA (IRS2186). Adevărat, în acest caz, timpul de comutare comparativ cu L6385E crește la o valoare de 170/170 ns.
Timp de comutare. Valorile T ON (T OFF) egale cu 110/105 ns (pentru L6385E) depășesc valori similare pentru microcircuite din familia IRS (deși nu foarte semnificativ). International Rectifier a obținut cea mai bună performanță (60/60 ns) în modelul IRS2011, dar prin reducerea tensiunii VOFFSET la 200 V.
Cu toate acestea, observăm că STMicroelectronics oferă drivere în care firul comun al etajelor de intrare (joasă tensiune) și de ieșire (înaltă tensiune) este același. International Rectifier, pe lângă cipurile cu o arhitectură similară, oferă drivere cu magistrale comune separate pentru etapele de intrare și de ieșire.
Comparând parametrii driverului semi-punt L6384E cu produsele International Rectifier, putem concluziona că este inferior (atât în ceea ce privește curenții de ieșire, cât și viteza) doar modelului IRS21834, care implementează logica de intrare HIN/-LIN. Dacă logica de intrare IN/-SD este critică, driverul L6384E depășește produsele International Rectifier.
Să aruncăm o privire mai atentă la cipul driverului L6385E, a cărui structură și diagramă de conectare sunt prezentate în Fig. 2.
Orez. 2.
Cipul conține două drivere independente ale părții superioare (ieșire HVG) și ale părții inferioare (ieșire LVG). Implementarea driverului low-side este destul de banală, deoarece potențialul la pinul GND este constant și, prin urmare, sarcina este de a converti semnalul logic de intrare de joasă tensiune LIN la nivelul de tensiune la ieșirea LVG necesar pentru a porni tranzistor lateral. În partea superioară, potențialul la pinul OUT se modifică în funcție de starea tranzistorului inferior. Există diverse soluții de circuit utilizate pentru a construi o cascadă a brațului superior. În acest caz, se utilizează un circuit de control bootstrap relativ simplu și ieftin (circuit cu o sursă de alimentare „plutitoare”). Într-o astfel de schemă, durata impulsului de control este limitată de valoarea capacității bootstrap. În plus, este necesar să se asigure condiții pentru încărcarea sa constantă folosind o cascadă de schimbare a nivelului de înaltă tensiune, cu acțiune rapidă. Această cascadă asigură conversia semnalelor logice la nivelurile necesare pentru funcționarea stabilă a circuitului de control al tranzistorului de înaltă parte.
Dacă tensiunea de control scade sub o anumită limită, tranzistoarele de ieșire pot intra în modul liniar, ceea ce, la rândul său, va duce la supraîncălzirea cristalului. Pentru a preveni acest lucru, trebuie utilizate circuite de monitorizare a tensiunii (UVLO). Blocare sub tensiune) atât pentru umărul superior (control potențial V BOOT) cât și pentru umărul inferior (control potențial V CC).
Driverele moderne de înaltă tensiune tind să integreze o diodă bootstrap în pachetul de circuite integrate. Datorită acestui fapt, nu este nevoie să folosiți o diodă externă, care este destul de voluminoasă în comparație cu cipul de driver în sine. Dioda de bootstrap încorporată (mai precis, un circuit bootstrap) este utilizată nu numai în driverul L6385E, ci și în toate celelalte microcircuite ale acestei familii.
L6386E este o variantă a lui L6385E cu caracteristici suplimentare. Structura și schema de conectare sunt prezentate în Fig. 3.
Orez. 3.
Principalele diferențe dintre L6386E și L6385E.În primul rând, a fost adăugată o intrare SD suplimentară, un nivel scăzut al semnalului la care oprește ambii tranzistori, indiferent de starea intrărilor HIN și LIN. Adesea folosit ca semnal de oprire de urgență, care nu este asociat cu circuitul de generare a semnalului de control de intrare. În al doilea rând, a fost adăugată o etapă pentru a controla curentul care curge prin tranzistorul de treaptă inferioară. Comparând cu diagrama anterioară, vedem că scurgerea tranzistorului din partea inferioară este conectată la masă nu direct, ci printr-un rezistor de curent (senzor de curent). Dacă scăderea de tensiune peste ea depășește valoarea de prag V REF, atunci se formează un nivel scăzut la ieșirea DIAG. Rețineți că această stare nu afectează funcționarea circuitului, ci este doar un indicator.
Câteva cuvinte despre utilizarea cipurilor din familia L638x. Spațiul limitat al articolului nu ne permite să luăm în considerare exemple de aplicații, cu toate acestea, documentul „Ghid de aplicare L638xE” de la STMicroelectronics oferă exemple de circuit de control al motorului trifazat, un circuit de balast pentru lampă fluorescentă reglabilă, convertoare DC/DC cu diverse arhitecturi și o serie de altele. De asemenea, sunt prezentate diagrame ale plăcilor demonstrative pentru toate microcircuitele din această familie (inclusiv topologia plăcilor cu circuite imprimate).
Pentru a rezuma analiza familiei L638x, observăm: fără a avea caracteristici unice în nici un parametru individual, driverele acestei familii sunt printre cele mai bune din industrie atât în ceea ce privește totalitatea parametrilor, cât și soluțiile tehnice utilizate.
Familia de drivere de înaltă tensiune
jumătate de pod L639x
La prima vedere, microcircuitele din această familie pot fi considerate o dezvoltare a microcircuitului L6384E. Cu toate acestea, atunci când se analizează funcționalitatea driverelor din familia L639x, este foarte dificil să recunoaștem L6384E ca prototip (cu excepția, poate, din cauza absenței altor drivere semi-bridge din linia STMicroelectronics). Tabelul 2 prezintă compoziția și parametrii familiei de microcircuite L639x.
Masa 2. Parametrii driverului familiei L639x
| Nume | Voffcet, V | Io+, mA | Io-, mA | Ton, ns | Toff, ns | Tdt, μs | Tip | Smart SD | OU | Comp. | Control |
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| L6390 | 600 | 270 | 430 | 125 | 125 | 0,15…2,7 | HB | Există | Există | Există | HIN/-LIN/-SD |
| L6392 | 600 | 270 | 430 | 125 | 125 | 0,15…2,7 | HB | Există | HIN/-LIN/-SD | ||
| L3693 | 600 | 270 | 430 | 125 | 125 | 0,15…2,7 | HB | Există | PH/-BR/-SD |
Caracteristica principală a acestei familii de microcircuite este prezența unor elemente suplimentare încorporate: un amplificator operațional sau un comparator (pentru L6390 - ambii). În fig. Figura 4 prezintă structura și schema de circuit a cipului L6390.
Orez. 4.
Ce avantaje oferă elementele suplimentare în aplicațiile practice? Amplificatoare operaționale (în L6390 și L6392) sunt concepute pentru a măsura curentul care circulă prin sarcină. Mai mult decât atât, deoarece ambele ieșiri (OP+ și OP-) sunt disponibile, devine posibil să se genereze atât o valoare absolută, cât și o abatere de la o anumită tensiune de referință (corespunzând, de exemplu, valorii maxime admisibile) la ieșirea corespunzătoare a microcircuitului. . În driverul L6390, comparatorul îndeplinește o funcție foarte specifică de „închidere inteligentă” ( Oprire inteligentă) - adică Când curentul maxim admisibil în sarcină este depășit, comparatorul începe să influențeze logica driverului și asigură deconectarea lină a sarcinii. Viteza de oprire este setată de circuitul RC conectat la pinul SD/OD. Mai mult, deoarece această ieșire este bidirecțională, poate fi fie o ieșire de indicație de eroare pentru microcontrolerul de control, fie o intrare pentru oprire forțată.
Toate microcircuitele conțin logica de protecție împotriva deschiderii simultane a tranzistoarelor laterale superioare și inferioare și, în consecință, formarea unei pauze atunci când starea de ieșire se schimbă. Timpul de pauză T DT pentru toate microcircuitele din familie este programabil și este determinat de valoarea rezistenței conectate la pinul DT.
Logica de control în L6390 și L6392 același tip - semnale HIN, LIN și SD.
Diferența de cip L6393 de la L6390 și L6392 nu este doar absența unui amplificator operațional. Comparatorul din L6393 este independent de restul elementelor circuitului și, în principiu, poate fi utilizat în scopuri arbitrare. Cu toate acestea, cea mai rezonabilă aplicație este controlul curentului și generarea unui semn de exces (prin analogie cu pinul DIAG din cipul L6386E discutat mai sus). Principala diferență este în logica de control - combinația de semnale de control FAZĂ, FRANĂ și SD este destul de rară (dacă nu unică) pentru microcircuite din această clasă. Ciclograma de control este prezentată în Fig. 5.
Orez. 5.
Ciclograma este axată pe controlul direct de la semnalele motorului, de exemplu, curent continuu și implementează așa-numitul. mecanism de oprire întârziată. Să presupunem că FRÂNĂ este un semnal către actuator, adică. nivelul său scăzut pornește motorul indiferent de starea semnalului FAZĂ. Din nou, să presupunem că FAZA este un semnal de la un senzor de feedback, cum ar fi un senzor de frecvență montat pe arborele motorului sau un senzor de limită care indică un punct de întrerupere. Apoi, un nivel ridicat al semnalului FRÂNĂ nu va opri motorul imediat, ci doar printr-un front pozitiv al semnalului FAZĂ. De exemplu, dacă vorbim despre o acționare a căruciorului, atunci un semnal de oprire (nivel ridicat de FRÂNĂ) poate fi dat în prealabil, dar oprirea va avea loc doar într-un anumit punct (când este declanșat senzorul de FAZĂ).
În fig. Figura 6 prezintă structura și schema de circuit a cipului L6393.
Orez. 6.
Despre parametri. Curenții de ieșire I O+ (I O-) de 270/430 mA sunt inferioare CI-urilor International Rectifier (care, după cum sa menționat mai sus, au de obicei 290/600 mA). Cu toate acestea, parametrii dinamici T ON /T OFF (125/125 ns) sunt superiori (și adesea semnificativ) tuturor cipurilor din familia IRS.
Concluzii asupra familiei L639x. Cu caracteristici cantitative suficient de ridicate, ceea ce ne permite în sine să clasificăm familia L639x drept unul dintre liderii industriei, funcțiile suplimentare oferă un salt calitativ, deoarece ne permit să implementăm într-un singur cip acele funcții care au fost implementate anterior folosind o serie de componente.
Concluzie
Desigur, gama de drivere de înaltă tensiune de la STMicroelectronics nu poate fi considerată foarte largă (cel puțin în comparație cu produse similare de la International Rectifier). Cu toate acestea, caracteristicile cantitative și calitative ale familiilor analizate nu sunt inferioare celor mai bune produse IR.
Vorbind despre driverele de tranzistoare MOSFET și IGBT, nu se poate să nu menționăm tranzistoarele înșiși; STMicroelectronics produce o gamă destul de largă de efecte de câmp (de exemplu MDMESH V și SuperMesh3) și tranzistori bipolari cu o poartă izolată. Deoarece aceste componente electronice au fost tratate recent în această revistă, ele sunt lăsate în afara domeniului de aplicare al acestui articol.
Și, în sfârșit, așa cum am menționat mai sus, linia STMicroelectronics de drivere de tranzistori MOSFET și IGBT nu se termină cu drivere semi-bridge. Gama de drivere din categoriile „Single” și „Multiple” și parametrii acestora pot fi găsite pe site-ul oficial al companiei STMicroelectronics - http://www.st.com/ .
Literatură
1. Ghid de aplicație L638xE // document ST Microelectronics an5641.pdf.
2. Yachmennikov V. Creșterea eficienței cu tranzistoare MDmesh V // Electronics News, nr. 14, 2009.
3. Ilyin P., Alimov N. Review of MOSFET and IGBT by STMicroelectronics // Electronics News, No. 2, 2009.
4. Medjahed D. Soluții foarte eficiente bazate pe tranzistoare SuperMESH3 // Electronics News, Nr. 16, 2009.
MDMEDH V în carcasă PowerFlat
STMicroelectronics, un lider global în MOSFET-uri de putere, a dezvoltat un nou pachet PowerFlat cu performanțe îmbunătățite, conceput special pentru aplicații de montare la suprafață, pentru familia de tranzistoare MDMESH V. Dimensiuni carcasa 8x8 mm cu inaltimea de 1 mm (PowerFlat 8x8 HV). Înălțimea sa redusă vă permite să creați surse de alimentare mai subțiri, precum și să reduceți dimensiunea plăcii de circuit imprimat sau să creșteți densitatea instalației. Contactul de scurgere din carcasa PowerFlat este o suprafață metalică mare expusă, care îmbunătățește disiparea căldurii și, prin urmare, îmbunătățește fiabilitatea. Această carcasă este capabilă să funcționeze în intervalul de temperatură -55…150°C.
Tranzistoarele din familia MDMESH V sunt cele mai bune tranzistoare din lume în ceea ce privește rezistența canalului deschis în domeniul de tensiune de funcționare de 500...650 V. De exemplu, tranzistoarele din serie STW77N65M5 din familia MDMESH V au o valoare maximă Rdson de 0,033 Ohm și un curent static maxim de 69 A pentru o tensiune de funcționare de 650 V. Mai mult, sarcina de poartă a unui astfel de tranzistor este de doar 200 nK. STL21N65M5 — Acesta este primul tranzistor din familia MDMESH V dintr-un pachet PowerFlat. La o tensiune de funcționare de 650 V, tranzistorul STL21N65M5 are o rezistență pe canal deschis de 0,190 ohmi și un curent static maxim de 17 A, în timp ce sarcina de poartă este de 50 nK.
Despre ST Microelectronics
În prezent, tranzistoarele MOSFET și IGBT sunt utilizate în principal ca comutatoare de putere mare și medie. Dacă considerăm acești tranzistori ca o sarcină pentru circuitul lor de control, atunci sunt condensatori cu o capacitate de mii de picofarads. Pentru a deschide tranzistorul, această capacitate trebuie încărcată, iar la închidere, trebuie descărcată și cât mai repede posibil. Acest lucru trebuie făcut nu numai pentru ca tranzistorul să aibă timp să funcționeze la frecvențe înalte. Cu cât tensiunea de poartă a tranzistorului este mai mare, cu atât este mai mică rezistența canalului pentru MOSFET-uri sau tensiunea de saturație colector-emițător mai mică pentru tranzistoarele IGBT. Tensiunea de prag pentru deschiderea tranzistoarelor este de obicei de 2–4 volți, iar maximul la care tranzistorul este complet deschis este de 10–15 volți. Prin urmare, ar trebui aplicată o tensiune de 10-15 volți. Dar chiar și în acest caz, capacitatea porții nu este încărcată imediat și de ceva timp tranzistorul funcționează în partea neliniară a caracteristicii sale cu o rezistență mare a canalului, ceea ce duce la o scădere mare de tensiune pe tranzistor și la încălzirea excesivă a acestuia. Aceasta este așa-numita manifestare a efectului Miller.
Pentru ca capacitatea porții să se încarce rapid și tranzistorul să se deschidă, este necesar ca circuitul dumneavoastră de control să poată furniza cât mai mult curent de încărcare tranzistorului. Capacitatea porții a tranzistorului poate fi găsită din datele pașaportului pentru produs și atunci când calculați, ar trebui să luați Cvx = Ciss.
De exemplu, să luăm tranzistorul MOSFET IRF740. Are următoarele caracteristici care ne interesează:
Timp de deschidere (Timp de creștere - Tr) = 27 (ns)
Timp de închidere (Timp de cădere - Tf) = 24 (ns)
Capacitate de intrare - Ciss = 1400 (pF)
Calculăm curentul maxim de deschidere al tranzistorului astfel:
Determinăm curentul maxim de închidere al tranzistorului folosind același principiu:
Deoarece folosim de obicei 12 volți pentru a alimenta circuitul de control, vom determina rezistența de limitare a curentului folosind legea lui Ohm.
Adică rezistor Rg=20 Ohm, conform seriei standard E24.
Vă rugăm să rețineți că nu este posibil să controlați un astfel de tranzistor direct de la controler; voi introduce că tensiunea maximă pe care o poate furniza controlerul va fi în 5 volți, iar curentul maxim în 50 mA. Ieșirea controlerului va fi supraîncărcată, iar tranzistorul va prezenta efectul Miller, iar circuitul dumneavoastră va eșua foarte repede, deoarece cineva, fie controlerul, fie tranzistorul, se va supraîncălzi mai întâi.
Prin urmare, este necesar să alegeți șoferul potrivit.
Driverul este un amplificator de putere cu impulsuri și este conceput pentru a controla întrerupătoarele de alimentare. Driverele pot fi chei superioare și inferioare separat sau combinate într-o singură carcasă într-un driver de cheie superior și inferior, de exemplu, cum ar fi IR2110 sau IR2113.
Pe baza informațiilor prezentate mai sus, trebuie să selectăm un driver capabil să mențină curentul de poartă a tranzistorului Ig = 622 mA.
Astfel, vom folosi driverul IR2011 capabil să suporte un curent de poartă Ig = 1000 mA.
De asemenea, este necesar să se țină cont de tensiunea maximă de sarcină pe care o vor comuta întrerupătoarele. În acest caz, este egal cu 200 de volți.
Următorul parametru foarte important este viteza de blocare. Acest lucru elimină curgerea curenților de trecere în circuitele push-pull prezentate în figura de mai jos, provocând pierderi și supraîncălzire.
Dacă citiți cu atenție începutul articolului, atunci, conform datelor pașaportului tranzistorului, puteți vedea că timpul de închidere ar trebui să fie mai mic decât timpul de deschidere și, în consecință, curentul de oprire ar trebui să fie mai mare decât curentul de deschidere Dacă > Ir. Este posibil să se asigure un curent de închidere mai mare prin reducerea rezistenței Rg, dar apoi și curentul de deschidere va crește, acest lucru va afecta mărimea supratensiunii de comutare la oprire, în funcție de rata de decădere a curentului di/dt. Din acest punct de vedere, o creștere a vitezei de comutare este un factor negativ în mare măsură care reduce fiabilitatea dispozitivului.
În acest caz, vom profita de proprietatea remarcabilă a semiconductorilor de a trece curentul într-o singură direcție și vom instala o diodă în circuitul de poartă care va trece curentul de oprire al tranzistorului If.
Astfel, curentul de poartă Ir va trece prin rezistorul R1, iar curentul de poartă If va trece prin dioda VD1 și, deoarece rezistența joncțiunii p–n a diodei este mult mai mică decât rezistența rezistorului R1, atunci If>Ir . Pentru a ne asigura că curentul de oprire nu depășește valoarea sa, conectăm un rezistor în serie cu dioda, a cărui rezistență va fi determinată prin neglijarea rezistenței diodei în stare deschisă.
Să luăm cel mai apropiat cel mai mic din seria standard E24 R2=16 Ohm.
Acum să ne uităm la ce înseamnă numele driverului cheie superior și al driverului cheie inferioară.
Se știe că tranzistoarele MOSFET și IGBT sunt controlate de tensiune, și anume tensiunea poartă-sursă (Gate-Source) Ugs.
Care sunt tastele de sus și de jos? Figura de mai jos prezintă o diagramă a unui semi-pod. Acest circuit conține cheile superioare și inferioare, VT1 și, respectiv, VT2. Comutatorul superior VT1 este conectat prin dren la sursa pozitivă Vcc, și de către sursă la sarcină și trebuie deschis de o tensiune aplicată față de sursă. Cheia inferioară, scurgerea este conectată la sarcină, iar sursa este conectată la negativul de alimentare (masă) și trebuie deschisă prin tensiune aplicată față de pământ.
Și dacă totul este foarte clar cu cheia inferioară, aplicați-i 12 volți - se deschide, aplicați 0 volți la ea - se închide, atunci pentru cheia superioară aveți nevoie de un circuit special care o va deschide în raport cu tensiunea de la sursă a tranzistorului. Această schemă este deja implementată în interiorul driverului. Tot ce avem nevoie este să adăugăm la driver capacitatea de amplificare C2, care va fi încărcată de tensiunea de alimentare a driverului, dar în raport cu sursa tranzistorului, așa cum se arată în figura de mai jos. Cu această tensiune se va debloca cheia de sus.
Acest circuit este destul de funcțional, dar utilizarea unei capacități de amplificare îi permite să funcționeze în intervale înguste. Această capacitate este încărcată atunci când tranzistorul inferior este deschis și nu poate fi prea mare dacă circuitul trebuie să funcționeze la frecvențe înalte și, de asemenea, nu poate fi prea mică atunci când funcționează la frecvențe joase. Adică, cu acest design, nu putem menține întrerupătorul superior deschis la nesfârșit; acesta se va închide imediat după ce condensatorul C2 este descărcat, dar dacă folosim o capacitate mai mare, atunci este posibil să nu aibă timp să se reîncarce în următoarea perioadă de funcționare a tranzistor.
Ne-am confruntat cu această problemă de mai multe ori și de foarte multe ori a trebuit să experimentăm cu selectarea unei capacități de amplificare la schimbarea frecvenței de comutare sau a algoritmului de funcționare al circuitului. Problema a fost rezolvată în timp și foarte simplu, în cel mai fiabil și „aproape” ieftin mod. În timp ce studiam referința tehnică pentru DMC1500, am devenit interesați de scopul conectorului P8.
După ce a citit cu atenție manualul și a înțeles cu atenție circuitul întregii unități, s-a dovedit că acesta este un conector pentru conectarea unei surse de alimentare separate, izolată galvanic. Conectăm minusul sursei de alimentare la sursa comutatorului superior, iar plusul la intrarea driverului Vb și partea pozitivă a capacității de amplificare. Astfel, condensatorul este încărcat constant, făcând posibilă menținerea cheii superioare deschisă atât timp cât este necesar, indiferent de starea cheii inferioare. Această adăugare la schemă vă permite să implementați orice algoritm de comutare a tastelor.
Ca sursă de alimentare pentru încărcarea capacității de amplificare, puteți utiliza fie un transformator convențional cu un redresor și un filtru, fie un convertor DC-DC.
Drivere FET
Driverele de tranzistori MOSFET și IGBT sunt dispozitive pentru controlul dispozitivelor semiconductoare puternice în etapele de ieșire ale convertoarelor de energie electrică. Ele sunt folosite ca o legătură intermediară între circuitul de control (controler sau procesor de semnal digital) și actuatoare puternice.
Etapele dezvoltării electronicii energetice (de putere) sunt determinate de progresele înregistrate în tehnologiile întrerupătoarelor de putere și a circuitelor de control ale acestora. Direcția dominantă în electronica de putere este creșterea frecvențelor de funcționare a convertoarelor care fac parte din sursele de alimentare cu comutare. Conversia energiei electrice la frecvențe mai mari face posibilă îmbunătățirea caracteristicilor specifice de greutate și dimensiune ale transformatoarelor de impulsuri, condensatoarelor și bobinelor de filtrare. Parametrii dinamici și statici ai dispozitivelor de putere sunt în mod constant îmbunătățiți, dar și comutatoarele puternice trebuie controlate eficient. Driverele puternice de mare viteză ale tranzistoarelor MOSFET și IGBT sunt proiectate pentru o interacțiune echilibrată între circuitul de control și etapele de ieșire. Driverele au curenți mari de ieșire (până la 9 A), timpi scurti de creștere, timpi de cădere, întârzieri și alte caracteristici distinctive interesante. Clasificarea șoferului este prezentată în Figura 2.15.
Figura 2.15 - Clasificarea conducătorilor auto
Driverul trebuie să aibă cel puțin un pin extern (două în circuite push-pull), ceea ce este obligatoriu. Poate servi fie ca amplificator pre-puls, fie direct ca element cheie într-o sursă de alimentare comutată.
Tranzistoarele bipolare, tranzistoarele MOS și dispozitivele de tip declanșator (tiristoare, triac) pot fi utilizate ca dispozitiv controlat în circuitele de putere în diverse scopuri. Cerințele pentru un șofer care oferă control optim în fiecare dintre aceste cazuri sunt diferite. Driverul tranzistorului bipolar trebuie să controleze curentul de bază atunci când este pornit și să asigure resorbția purtătorilor minoritari în bază în timpul etapei de oprire. Valorile maxime ale curentului de control diferă puțin de valorile medii pe intervalul corespunzător. Tranzistorul MOS este controlat de tensiune, cu toate acestea, la începutul intervalelor de pornire și oprire, driverul trebuie să treacă curenți mari de impuls de încărcare și descărcare a condensatorilor dispozitivului. Dispozitivele de tip declanșator necesită formarea unui impuls de curent scurt numai la începutul intervalului de comutare, deoarece oprirea (comutarea) pentru cele mai obișnuite dispozitive are loc de-a lungul electrozilor principali, și nu de-a lungul electrozilor de control. Toate aceste cerințe trebuie îndeplinite într-o măsură sau alta de către șoferii corespunzători.
Figurile 2.16...2.18 prezintă circuite tipice pentru conectarea tranzistoarelor MOSFET bipolare și cu efect de câmp folosind un singur tranzistor în driver. Acestea sunt așa-numitele circuite cu oprire pasivă a tranzistorului de putere. După cum se poate observa din figură, structura circuitelor de driver este complet identică, ceea ce face posibilă utilizarea acelorași circuite pentru a controla tranzistoarele de ambele tipuri. În acest caz, resorbția purtătorilor acumulați în structura tranzistorului are loc printr-un element pasiv - un rezistor extern. Rezistența sa, care oprește tranziția de control nu numai la oprire, ci și în timpul intervalului de pornire, nu poate fi aleasă prea mică, ceea ce limitează rata de resorbție a sarcinii.
Pentru a crește viteza tranzistorului și a crea comutatoare de înaltă frecvență, este necesar să se reducă rezistența circuitului de resetare a încărcării. Acest lucru se face folosind un tranzistor de resetare, care este pornit numai în intervalul de pauză. Circuitele de control corespunzătoare pentru tranzistoarele bipolare și MOS sunt prezentate în Figura 2.17.
Articolul este dedicat dezvoltării Electrum AV LLC pentru aplicații industriale, ale căror caracteristici sunt similare cu dispozitivele modulare produse de Semikron și CT Concept.
Conceptele moderne pentru dezvoltarea electronicii de putere și nivelul bazei tehnologice ale microelectronicii moderne determină dezvoltarea activă a sistemelor construite pe dispozitive IGBT de diferite configurații și putere. În programul de stat „Baza tehnologică națională”, două lucrări sunt dedicate acestui domeniu privind dezvoltarea unei serii de module IGBT de putere medie la întreprinderea Kontur (Cheboksary) și a unei serii de module IGBT de mare putere la întreprinderea Kremniy ( Bryansk). În același timp, utilizarea și dezvoltarea sistemelor bazate pe module IGBT este limitată de lipsa dispozitivelor de driver domestice pentru controlul porților IGBT. Această problemă este relevantă și pentru tranzistoarele cu efect de câmp de mare putere utilizate în sistemele convertoare cu tensiuni de până la 200 V.
În prezent, dispozitivele de control pentru tranzistoare cu efect de câmp de mare putere și IGBT sunt reprezentate pe piața „electronică” din Rusia de către Agilent Technologies, IR, Powerex, Semikron și CT Concept. Produsele IR și Agilent conțin doar un dispozitiv pentru generarea semnalelor de comandă a tranzistorului și a circuitelor de protecție și, în cazul lucrului cu tranzistoare de mare putere sau la frecvențe înalte, necesită elemente suplimentare pentru utilizarea lor: un convertor DC/DC de puterea necesară la generează tensiunile de alimentare ale treptelor de ieșire, trepte de ieșire externe puternice pentru generarea de semnale de comandă a porții cu abrupția necesară a muchiilor, elemente de protecție (diode zener, diode etc.), elemente de interfață a sistemului de control (logica de intrare, generarea diagramelor de control pentru dispozitive semi-punte, semnale de stare izolate optic ale stării tranzistorului controlat, tensiuni de alimentare etc.). Produsele Powerex necesită, de asemenea, un convertor DC/DC, iar componente externe suplimentare sunt necesare pentru potrivirea cu TTL, CMOS și fibră optică. De asemenea, nu există semnale de stare necesare cu izolație galvanică.
Cele mai complete drivere funcțional sunt de la Semikron (seria SKHI) și CT Concept (tipuri Standard sau SCALE). Driverele CT Concept din seria Standart și driverele SKHI sunt realizate sub formă de plăci de circuite imprimate cu conectori pentru conectarea la sistemul de control și tranzistoare controlate cu elementele necesare instalate pe acestea și cu posibilitatea de a instala elemente de reglare de către consumator. Produsele sunt similare în caracteristicile lor funcționale și parametrice.
Gama de drivere SKHI este prezentată în Tabelul 1.
Tabelul 1. Nomenclatorul șoferilor SKHI
| Tip driver Semikron | Numărul de canale | Tensiune maximă de control. tranzistor, V | Modificarea tensiunii la poartă, V | Imp. max. Ieșire curent, A | Încărcare maximă de poartă, µC | Frecvență, kHz | Tensiune de izolație, kV | DU/dt, kV/µs |
| SKHI 10/12 | 1 | 1200 | +15/–8 | 8 | 9,6 | 100 | 2,5 | 75 |
| SKHI 10/17 | 1 | 1700 | +15/–8 | 8 | 9,6 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 21A | 1 | 1200 | +15/–0 | 8 | 4 | 50 | 2,5 | 50 |
| SKHI 22A/22B | 2 | 1200 | +15/–7 | 8 | 4 | 50 | 2,5 | 50 |
| SKHI 22A/H4 | 2 | 1700 | +15/–7 | 8 | 4 | 50 | 4 | 50 |
| SKHI 22V/H4 | 2 | 1700 | +15/–7 | 8 | 4 | 50 | 4 | 50 |
| SKHI 23/12 | 2 | 1200 | +15/–8 | 8 | 4,8 | 100 | 2,5 | 75 |
| SKHI 23/17 | 2 | 1700 | +15/–8 | 8 | 4,8 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 24 | 2 | 1700 | +15/–8 | 8 | 5 | 50 | 4 | 50 |
| SKHI 26W | 2 | 1600 | +15/–8 | 8 | 10 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 26F | 2 | 1600 | +15/–8 | 8 | 10 | 100 | 4 | 75 |
| SKHI 27W | 2 | 1700 | +15/–8 | 30 | 30 | 10 | 4 | 75 |
| SKHI 27F | 2 | 1700 | +15/–8 | 30 | 30 | 10 | 4 | 75 |
| SKHI 61 | 6 | 900 | +15/–6,5 | 2 | 1 | 50 | 2,5 | 15 |
| SKHI 71 | 7 | 900 | +15/–6,5 | 2 | 1 | 50 | 2,5 | 15 |
| SKHIВS 01 | 7 | 1200 | +15/–8 | 1,5 | 0,75 | 20 | 2,5 | 15 |
Driverele CT Concept SCALE sunt realizate pe baza unui ansamblu hibrid de bază și includ elementele principale pentru controlul tranzistoarelor puternice cu efect de câmp sau IGBT, care sunt montate pe o placă de circuit imprimat, cu posibilitatea de a instala elementele de reglare necesare. Placa este, de asemenea, echipată cu conectorii și prizele necesare.
Gama de ansambluri de driver SCALE hibride de bază de la CT Concept este prezentată în Tabelul 2.
Dispozitivele driver produse de Electrum AV sunt dispozitive complet finisate, complete funcțional, care conțin toate elementele necesare pentru controlul porților tranzistoarelor puternice, oferind nivelurile necesare de potrivire a semnalelor de curent și potențial, durate ale muchiilor și întârzierilor, precum și nivelurile necesare. de protecție a tranzistoarelor controlate la niveluri periculoase de tensiune de saturație (suprasarcină de curent sau scurtcircuit) și tensiune insuficientă la poartă. Convertizoarele DC/DC și treptele de ieșire ale tranzistorului utilizate au puterea necesară pentru a asigura comutarea tranzistoarelor controlate de orice putere la o viteză suficientă pentru a asigura pierderi minime de comutare. Convertoarele DC/DC și optocuplele au niveluri suficiente de izolare galvanică pentru utilizarea în sisteme de înaltă tensiune.
Tabelul 2. Nomenclatura ansamblurilor de driver SCALE hibride de bază din CT Concept
| Tipul de șofer de la CT Concept | Numărul de canale | Tensiunea de alimentare a driverului, V | Imp. max. curent de ieșire, A | Tensiune maximă la control. tranzistor, V | Putere de ieșire, W | Latența, ns | Tensiune de izolație, V | du/dt, kV/μs | Intrare |
| IGD 508E | 1 | ±15 | ±8 | 3300 | 5 | 225 | 5000 | Vol | |
| IGD 515E | 1 | ±15 | ±15 | 3300 | 5 | 225 | 5000 | Vol | |
| IGD 608E | 1 | ±15 | ±8 | 1200 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IGD608A1 17 | 1 | ±15 | ±8 | 1700 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IGD 615A | 1 | ±15 | ±15 | 1200 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IGD615A1 17 | 1 | ±15 | ±15 | 1700 | 6 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD 215A | 2 | ±15 | ±1,5 | 1200 | 1 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD 280A | 2 | ±15 | ±8 | 1200 | 1 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD280A1 17 | 2 | ±15 | ±8 | 1700 | 1 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD 680A | 2 | ±15 | ±8 | 1200 | 3 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD680A1 17 | 2 | ±15 | ±8 | 1700 | 3 | 60 | 4000 | >50 | Transă |
| IHD 580 F | 2 | ±15 | ±8 | 2500 | 2,5 | 200 | 5000 | Vol |
Acest articol va prezenta dispozitivele MD115, MD150, MD180 (MD115P, MD150P, MD180P) pentru controlul tranzistorilor unici, precum și MD215, MD250, MD280 (MD215P, MD250P, MD280P) pentru controlul dispozitivelor semi-bridge.
Modul driver pentru IGBT cu un singur canal și tranzistoare cu efect de câmp de mare putere: MD115, MD150, MD180, MD115P, MD150P, ID180P
Modulul driver MD115, MD150, MD180, MD115P, MD150P, MD180P este un circuit integrat hibrid pentru controlul IGBT-urilor și tranzistoarelor puternice cu efect de câmp, inclusiv atunci când sunt conectate în paralel. Modulul asigură potrivirea nivelurilor de curent și tensiune cu majoritatea IGBT-urilor și tranzistoarelor cu efect de câmp de mare putere cu o tensiune maximă admisă de până la 1700 V, protecție împotriva suprasarcinii sau scurtcircuitului și împotriva tensiunii insuficiente la poarta tranzistorului. Driverul generează un semnal de „alarma” atunci când modul de funcționare al tranzistorului este încălcat. Folosind elemente externe, modul de funcționare a driverului este ajustat pentru controlul optim al diferitelor tipuri de tranzistoare. Driverul poate fi folosit pentru a conduce tranzistoare cu ieșiri „Kelvin” sau pentru a controla curentul folosind un rezistor de detectare a curentului. Dispozitivele MD115P, MD150P, MD180P conțin un convertor DC/DC încorporat pentru a alimenta treptele de ieșire ale driverului. Dispozitivele MD115, MD150, MD180 necesită o sursă de alimentare izolată externă.
Alocarea PIN
1 - „urgență +” 2 - „urgență –” 3 - „intrare +” 4 - „intrare –” 5 - „U power +” (numai pentru modelele cu indicele „P”) 6 - „U power –” ( numai pentru modelele cu indicele „P”) 7 - „General” 8 - „+E putere” 9 - „ieșire” - control poarta tranzistorului 10 - „–E putere” 11 - „înainte” - intrare de control al tensiunii de saturație a tranzistor controlat 12 - „curent” - intrare pentru monitorizarea curentului care trece prin tranzistorul controlat
Module driver pentru IGBT cu două canale și tranzistoare cu efect de câmp de putere IA215, IA250, IA280, IA215I, IA250I, IA280I
Modulele driver MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P sunt un circuit integrat hibrid pentru controlul IGBT-urilor și a tranzistoarelor puternice cu efect de câmp prin două canale, atât independent, cât și în conexiune semi-bridge, inclusiv atunci când tranzistoarele sunt conectate în paralel. Driverul asigură potrivirea nivelurilor de curent și tensiune cu majoritatea IGBT-urilor și tranzistoarelor cu efect de câmp de mare putere, cu tensiuni maxime admise de până la 1700 V, protecție împotriva supraîncărcărilor sau scurtcircuitelor și nivel insuficient de tensiune la poarta tranzistorului. Intrările driverului sunt izolate galvanic de unitatea de alimentare cu o tensiune de izolație de 4 kV. Driverul conține convertoare interne DC/DC care formează nivelurile necesare pentru a controla porțile tranzistoarelor. Dispozitivul generează semnalele de stare necesare care caracterizează modul de funcționare al tranzistorilor, precum și disponibilitatea puterii. Folosind elemente externe, modul de funcționare a driverului este ajustat pentru controlul optim al diferitelor tipuri de tranzistoare.
Tabelul 4. Desemnarea pinului modulului driver IGBT cu două canale și tranzistoarelor cu efect de câmp de putere
| PIN nr. | Desemnare | Funcţie | PIN nr. | Desemnare | Funcţie |
| 14 | ВХ1 „+” | Intrare de control direct canalul 1 | 15 | IR | Colector de măsurare pentru monitorizarea tensiunii de saturație pe tranzistorul controlat al primului canal |
| 13 | ВХ1 „–” | Intrarea de control invers a primului canal | 16 | IR1 | Intrare de control al tensiunii de saturație cu prag reglabil și timp de blocare a primului canal |
| 12 | ST „+E groapă” | Starea tensiunii de alimentare a treptei de ieșire a primului canal | 17 | Out2 | Ieșire de control al porții tranzistorului cu timp de pornire reglabil al tranzistorului controlat al primului canal |
| 11 | NV | Intrare pentru conectarea unui condensator suplimentar (setarea timpului de întârziere la pornire) al primului canal | 18 | Out1 | Ieșire de control al porții tranzistorului cu timp de oprire reglabil al tranzistorului controlat al primului canal |
| 10 | SF | Ieșire de alarmă de stare pe tranzistorul controlat al primului canal | 19 | – E groapă | |
| 9 | BLOC | Blocați intrarea | 20 | General | Ieșirile de tensiune de alimentare ale secțiunii de putere a driverului primului canal |
| 8 | Neimplicat | 21 | +E groapă | Ieșirile de tensiune de alimentare ale secțiunii de putere a driverului primului canal | |
| 7 | +5V | 22 | +E groapă " | ||
| 6 | Intrare pentru conectarea alimentării la circuitul de intrare | 23 | General" | Ieșirile de tensiune de alimentare ale secțiunii de putere a celui de-al doilea driver de canal | |
| 5 | ВХ2 „+” | Intrare de control direct canalul 2 | 24 | -E groapa" | Ieșirile de tensiune de alimentare ale secțiunii de putere a celui de-al doilea driver de canal |
| 4 | ВХ2 „–” | Intrare de control invers al celui de-al doilea canal | 25 | Out1" | Ieșire de control al porții tranzistorului cu timp de pornire reglabil al tranzistorului controlat al celui de-al doilea canal |
| 3 | ST „+E groapă”9 | Starea tensiunii de alimentare a etajului de ieșire al celui de-al doilea canal | 26 | Out2" | Ieșire de control al porții tranzistorului cu timp de oprire reglabil al tranzistorului controlat al celui de-al doilea canal |
| 2 | Sz9 | Intrare pentru conectarea unui condensator suplimentar (setarea timpului de întârziere de comutare) al celui de-al doilea canal | 27 | IK1" | Intrare de control al tensiunii de saturație cu prag reglabil și timp de blocare a celui de-al doilea canal |
| 1 | ST9 | Ieșire de alarmă de stare pe tranzistorul controlat al celui de-al doilea canal | 28 | IR" | Colector de măsurare pentru monitorizarea tensiunii de saturație pe tranzistorul controlat al celui de-al doilea canal |
Dispozitivele de ambele tipuri MD1ХХХ și MD2ХХХ asigură generarea de semnale de control al porții tranzistorului cu valori reglabile separat ale curenților de încărcare și descărcare, cu parametrii dinamici necesari, asigură controlul tensiunii și protecția porților tranzistorului în cazul unei tensiuni insuficiente sau excesive pe lor. Ambele tipuri de dispozitive monitorizează tensiunea de saturație a tranzistorului controlat și efectuează o oprire lină a sarcinii de urgență în situații critice, generând un semnal optocupler care indică acest lucru. În plus față de aceste funcții, dispozitivele din seria MD1XXX au capacitatea de a controla curentul printr-un tranzistor controlat folosind un rezistor extern de măsurare a curentului - un „shunt”. Astfel de rezistențe, cu rezistențe de la 0,1 până la câțiva mOhmi și puteri de zeci și sute de W, realizate pe baze ceramice sub formă de benzi de nicrom sau manganin de geometrie precisă cu valori nominale reglabile, au fost dezvoltate și de Electrum AV LLC. Informații mai detaliate despre acestea pot fi găsite pe site-ul www.orel.ru/voloshin.
Tabelul 5. Parametrii electrici de bază
| Circuit de intrare | ||||
| min. | tip. | Max. | ||
| Tensiune de alimentare, V | 4,5 | 5 | 18 | |
| Consum de curent, mA | nu mai mult de 80 fără sarcină nu mai mult de 300 mA cu sarcină | |||
| Logica de intrare | CMOS 3–15 V, TTL | |||
| Curent la intrările de control, mA | nu mai mult de 0,5 | |||
| Tensiunea de ieșire st, V | nu mai mult de 15 | |||
| Curent de ieșire st, mA | cel putin 10 | |||
| Circuit de ieșire | ||||
| Curent de ieșire de vârf, A | ||||
| MD215 | nu mai mult de 1,5 | |||
| MD250 | nu mai mult de 5.0 | |||
| MD280 | nu mai mult de 8.0 | |||
| Curent mediu de ieșire, mA | nu mai mult de 40 | |||
| Frecvența maximă de comutare, kHz | nu mai puțin de 100 | |||
| Viteza de modificare a tensiunii, kV/µs | cel putin 50 | |||
| Tensiunea maximă pe tranzistorul controlat, V | nu mai puțin de 1200 | |||
| Convertor DC/DC | ||||
| Tensiune de ieșire, V | cel putin 15 | |||
| Putere, W | nu mai puțin de 1 nu mai puțin de 6 (pentru modelele cu indice M) | |||
| Eficienţă | cel putin 80% | |||
| Caracteristici dinamice | ||||
| Întârziere intrare ieșire t activată, µs | nu mai mult de 1 | |||
| Întârziere de oprire de protecție t off, µs | nu mai mult de 0,5 | |||
| Întârziere la pornire stare, μs | nu mai mult de 1 | |||
| Timp de recuperare după declanșarea protecției, μs | nu mai mult de 10 | |||
| cel puțin 1 (setat de capacități Сt,Сt") | ||||
| Timpul de răspuns al circuitului de protecție a tensiunii de saturație când tranzistorul este pornit tblock, μs | cel putin 1 | |||
| Tensiuni de prag | ||||
| min. | tip. | Max. | ||
| Prag de protecție pentru alimentare insuficientă E, V | 10,4 | 11 | 11,7 | |
| Circuitul de protecție a tensiunii de saturație a tranzistorului controlat asigură că ieșirea este oprită și semnalul CT este generat la o tensiune la intrarea „IR”, V | 6 | 6,5 | 7 | |
| Izolatie | ||||
| Tensiunea de izolare a semnalelor de control în raport cu semnalele de putere, V | nu mai puțin de 4000 AC tensiune | |||
| Tensiunea de izolație a convertorului DC/DC, V | nu mai puțin de 3000 de tensiune DC | |||
Driverele propuse vă permit să controlați tranzistorii la frecvențe înalte (până la 100 kHz), ceea ce vă permite să obțineți o eficiență foarte ridicată a proceselor de conversie.
Dispozitivele din seria MD2ХХХ au un bloc logic de intrare încorporat care vă permite să controlați semnale cu valori diferite de la 3 la 15 V (CMOS) și niveluri TTL standard, oferind în același timp un nivel identic de semnale de control al porții tranzistorului și formând un durata de întârziere de comutare a tensiunilor superioare și superioare, reglabilă cu ajutorul condensatoarelor externe.brațul inferior al semi-puntului, care asigură absența curenților de trecere.
Caracteristici de utilizare a driverelor folosind exemplul dispozitivului MD2ХХХ
Scurtă recenzie
Modulele driver MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P sunt module de control universal concepute pentru comutarea IGBT-urilor și a tranzistoarelor cu efect de câmp de mare putere.
Toate tipurile MD2ХХХ au contacte compatibile reciproc și diferă doar prin nivelul curentului maxim al impulsului.
Tipurile MD cu puteri mai mari - MD250, MD280, MD250P, MD280P sunt potrivite pentru majoritatea modulelor sau mai multe tranzistoare conectate în paralel utilizate la frecvențe înalte.
Modulele driver din seria MD2XXX oferă o soluție completă la problemele de control și protecție pentru IGBT-uri și tranzistoare cu efect de câmp de putere. De fapt, nu sunt necesare componente suplimentare nici pe partea de intrare, nici pe partea de ieșire.
Acțiune
Modulele driver MD215, MD250, MD280, MD215P, MD250P, MD280P pentru fiecare dintre cele două canale conțin:
- circuit de intrare care asigură potrivirea nivelului de semnal și întârzierea comutării de protecție;
- izolarea electrică între circuitul de intrare și partea de putere (ieșire);
- circuit de control al porții tranzistorului; pe un tranzistor deschis;
- circuit pentru monitorizarea nivelului tensiunii de alimentare a părții de putere a driverului;
- amplificator;
- protecție împotriva supratensiunii în partea de ieșire a driverului;
- sursă de tensiune izolată electric - convertor DC//DC (numai pentru module cu indice P)
Ambele canale ale șoferului funcționează independent unul de celălalt.
Datorită izolației electrice furnizate de transformatoare și optocuple (supuse unei tensiuni de testare de 2650 V AC la 50 Hz timp de 1 minut) între circuitul de intrare și secțiunea de putere, precum și ratei de trecere a tensiunii extrem de ridicate de 30 kV/µs , modulele driver sunt utilizate în circuite cu tensiuni potențiale mari și salturi mari de potențial care apar între partea de putere și circuitul de control.
Timpii de întârziere foarte scurti ai driverelor din seria MD2XXX le permit să fie utilizate în surse de alimentare de înaltă frecvență, convertoare de înaltă frecvență și convertoare de rezonanță. Datorită timpilor de întârziere extrem de scurti, acestea garantează o funcționare fără probleme în timpul controlului podului.
Una dintre funcțiile principale ale driverelor din seria MD2ХХХ este de a garanta o protecție fiabilă a tranzistoarelor de putere controlate de scurtcircuite și suprasarcini. Starea de urgență a tranzistorului este determinată folosind tensiunea de pe colectorul tranzistorului de putere în stare deschisă. Dacă se depășește un prag definit de utilizator, tranzistorul de putere se oprește și rămâne dezactivat până când nivelul semnalului activ la intrarea de control se termină. După aceasta, tranzistorul poate fi pornit din nou prin aplicarea unui nivel activ la intrarea de control. Acest concept de protecție este utilizat pe scară largă pentru a proteja fiabil IGBT-urile.
Alocarea funcțională a pinii
Pini 14 (VX1 „+”), 13 (VX1 „–”)
Pinii 13 și 14 sunt intrările de control al driverului. Controlul se realizează prin aplicarea nivelurilor logice TTL acestora. Intrarea In1 „+” este directă, adică atunci când i se aplică un 1 logic, tranzistorul de putere se deschide, iar când se aplică un 0, se închide. Intrarea In1 „–” este inversă, adică atunci când i se aplică 1 logic, tranzistorul de putere se închide, iar când este aplicat 1, se deschide. De obicei, In1 „–” este conectat la conductorul comun al părții de intrare a driverului și este controlat folosind intrarea In1 „+”. Conexiunea driverului inversor și neinversător este prezentată în Fig. 10.
Tabelul 6 prezintă diagrama de stare a unui canal de driver.
Izolarea electrică între părțile de intrare și de ieșire ale driverului la acești pini se realizează folosind optocuple. Datorită utilizării lor, este eliminată posibilitatea influenței proceselor tranzitorii care apar asupra tranzistorului de putere pe circuitul de control.
Tabelul 6. Diagrama de stare a unui canal de driver
| In1+ | În 1- | Tensiunea poarta tranzistorului | Tensiune de saturație a tranzistorului > normal | Sf | St "+E groapă" | Afară |
| X | X | + | X | X | L | L |
| X | X | X | + | l | N | l |
| l | X | X | X | X | N | l |
| X | H | X | X | X | H | l |
| H | l | - | - | H | H | H |
Circuitul de intrare are protecție încorporată care împiedică deschiderea simultană a ambilor tranzistori de putere ai semi-puntului. Dacă se aplică un semnal de control activ la intrările de control ale ambelor canale, circuitul va fi blocat și ambele tranzistoare de putere vor fi închise.
Modulele drivere ar trebui să fie amplasate cât mai aproape de tranzistoarele de putere și conectate la acestea cu conductoare cât mai scurte. Intrările In1 „+” și In1 „–” pot fi conectate la circuitul de control și monitorizare cu conductori de până la 25 cm lungime.
Mai mult, conductorii trebuie să circule în paralel. În plus, intrările In1 „+” și In1 „–” pot fi conectate la circuitul de control și monitorizare folosind o pereche torsadată. Conductorul comun la circuitul de intrare trebuie să fie întotdeauna conectat separat pentru ambele canale pentru a asigura transmisia fiabilă a impulsurilor de control.
Ținând cont de faptul că transmisia fiabilă a impulsurilor de control are loc în cazul unui impuls foarte lung, configurația completă trebuie verificată în cazul unui impuls de control minim scurt.
Pin 12 (ST „+E groapa”)
Pinul 12 este o ieșire de stare care confirmă prezența puterii (+18 V) la partea de ieșire (putere) a driverului. Este asamblat conform unui circuit de colector deschis. Când driverul funcționează normal (sursa de alimentare este disponibilă și nivelul acesteia este suficient), pinul de stare este conectat la pinul comun al circuitului de control folosind un tranzistor deschis. Dacă acest pin de stare este conectat conform diagramei prezentate în Fig. 11, atunci o situație de urgență va corespunde unui nivel de tensiune ridicat pe acesta (+5 V). Funcționarea normală a driverului va corespunde unui nivel scăzut de tensiune la acest pin de stare. Valoarea tipică a curentului care curge prin pinul de stare corespunde cu 10 mA, prin urmare, valoarea rezistorului R este calculată folosind formula R = U / 0,01,
unde U este tensiunea de alimentare. Când tensiunea de alimentare scade sub 12 V, tranzistorul de putere este oprit și driverul este blocat.
Pin 11 (Сз)
Un condensator suplimentar este conectat la pinul 11, ceea ce crește timpul de întârziere dintre tonul de impuls de intrare și ieșire pe driver. Implicit (fără un condensator suplimentar) acest timp este de exact 1 μs, datorită căruia driverul nu răspunde la impulsuri mai scurte de 1 μs (protecție împotriva zgomotului de impuls). Scopul principal al acestei întârzieri este eliminarea apariției curenților de trecere care apar în semi-poduri. Prin curenții provoacă încălzirea tranzistoarelor de putere, activarea protecției de urgență, creșterea consumului de curent și deteriorarea eficienței circuitului. Prin introducerea acestei întârzieri, ambele canale ale unui driver încărcat pe jumătate de punte pot fi conduse de un singur semnal de undă pătrată.
De exemplu, modulul 2MBI 150 are o întârziere la oprire de 3 μs; prin urmare, pentru a preveni apariția curenților de trecere în modul atunci când canalele sunt controlate în comun, este necesar să instalați o capacitate suplimentară de cel puțin 1200 pF pe ambele canale.
Pentru a reduce influența temperaturii ambientale asupra timpului de întârziere, este necesar să selectați condensatori cu TKE scăzut.
Pin 10 (ST)
Pinul 10 este ieșirea de stare a unei alarme pe tranzistorul de putere al primului canal. Un nivel logic ridicat la ieșire corespunde funcționării normale a șoferului, iar un nivel scăzut corespunde unei situații de urgență. Un accident are loc atunci când tensiunea de saturație de pe tranzistorul de putere depășește nivelul pragului. Curentul maxim care trece prin ieșire este de 8 mA.
Pin 9 (BLOC)
Pinul 6 este intrarea de control al driverului. Când i se aplică o unitate logică, funcționarea driverului este blocată și o tensiune de blocare este furnizată tranzistorilor de putere. Intrarea de blocare este comună ambelor canale. Pentru funcționarea normală a driverului, la această intrare trebuie aplicat un zero logic.
Pinul 8 nu este folosit.
Pinii 7 (+5 V) și 6 (comune)
Pinii 6 și 7 sunt intrări pentru conectarea alimentării la driver. Alimentarea este furnizată de la o sursă cu o putere de 8 W și o tensiune de ieșire de 5 ± 0,5 V. Puterea trebuie conectată la driver cu conductori scurti (pentru a reduce pierderile și a crește imunitatea la zgomot). Dacă conductoarele de legătură au o lungime mai mare de 25 cm, este necesar să se așeze între ele condensatoare de suprimare a zgomotului (condensator ceramic cu o capacitate de 0,1 μF) cât mai aproape de driver.
Pin 15 (IR)
Pinul 15 (colector de măsurare) este conectat la colectorul tranzistorului de putere. Prin intermediul acestuia, tensiunea de pe tranzistorul deschis este controlată. În cazul unui scurtcircuit sau suprasarcină, tensiunea pe tranzistorul deschis crește brusc. Când valoarea tensiunii de prag la colectorul tranzistorului este depășită, tranzistorul de putere este oprit și starea de alarmă ST este declanșată. Diagramele de timp ale proceselor care au loc în driver atunci când protecția este declanșată sunt prezentate în Fig. 7. Pragul de răspuns de protecție poate fi redus prin conectarea diodelor conectate în serie, iar valoarea de prag a tensiunii de saturație este U us. por.=7 –n U pr.VD, unde n este numărul de diode, U pr.VD este căderea de tensiune pe dioda deschisă. Dacă tranzistorul de putere este alimentat de la o sursă de 1700 V, este necesar să instalați o diodă suplimentară cu o tensiune de avarie de cel puțin 1000 V. Catodul diodei este conectat la colectorul tranzistorului de putere. Timpul de răspuns al protecției poate fi ajustat folosind pinul 16-IK1.
Pin 16 (IC1)
Pinul 16 (colector de măsurare), spre deosebire de pinul 15, nu are o diodă încorporată și un rezistor de limitare. Este necesar să conectați un condensator, care determină timpul de răspuns al protecției pe baza tensiunii de saturație pe un tranzistor deschis. Această întârziere este necesară pentru a preveni interferența să afecteze circuitul. Prin conectarea unui condensator, timpul de răspuns al protecției crește proporțional cu capacitatea de blocare t = 4 C U us. por., unde C este capacitatea condensatorului, pF. Acest timp este însumat cu timpul de întârziere intern al șoferului t off (10%) = 3 μs. În mod implicit, driverul conține capacitatea C = 100 pF, prin urmare, întârzierea răspunsului la protecție este t = 4 100 6,3 + t off (10%) = 5,5 μs. Dacă este necesar, acest timp poate fi mărit prin conectarea unei capacități între pinul 16 și firul de alimentare comun al unității de alimentare.
Pinii 17 (out. 2) și 18 (out. 1)
Pinii 17 și 18 sunt ieșirile driverului. Sunt proiectate pentru a conecta tranzistoarele de putere și pentru a ajusta timpul de pornire a acestora. Pinul 17 (out. 2) furnizează un potențial pozitiv (+18 V) porții modulului controlat, iar pinul 18 (out. 1) furnizează un potențial negativ (–5 V). Dacă este necesar să se asigure margini de control abrupte (aproximativ 1 μs) și o putere de sarcină nu foarte mare (două module 2MBI 150 conectate în paralel), conectarea directă a acestor ieșiri la pinii de control ai modulelor este permisă. Dacă trebuie să strângeți marginile sau să limitați curentul de control (în caz de sarcină mare), atunci modulele trebuie conectate la pinii 17 și 18 prin rezistențe de limitare.
Dacă tensiunea de saturație depășește nivelul pragului, la poarta tranzistorului de control are loc o scădere lină de protecție a tensiunii. Timp de reducere a tensiunii la poarta tranzistorului la nivelul de 90%t off (90%) = 0,5 μs, la nivelul de 10%t off (10%) = 3 μs. O scădere lină a tensiunii de ieșire este necesară pentru a elimina posibilitatea unei supratensiuni.
Pini 19 (alimentare – E), 20 (comune) și 21 (alimentare + E)
Pinii 19, 20 și 21 sunt ieșirile de putere ale secțiunii de putere a driverului. Acești pini primesc tensiune de la driverul convertorului DC/DC. În cazul utilizării driverelor precum MD215, MD250, MD280 fără convertoare DC/DC încorporate, sursele de alimentare externe sunt conectate aici: 19 pini –5 V, 20 pini - comun, 21 pini +18 V pentru un curent de până la la 0,2 A.
Calculul și selecția șoferului
Datele inițiale pentru calcul sunt capacitatea de intrare a modulului C in sau sarcina echivalentă Q in, rezistența de intrare a modulului R in, oscilația tensiunii la intrarea modulului U = 30 V (dată în informațiile de referință pentru modulul), frecvența maximă de funcționare la care funcționează modulul f max.
Este necesar să găsiți curentul de impuls care curge prin intrarea de control a modulului Imax, puterea maximă a convertorului DC/DC P.
Figura 16 prezintă circuitul echivalent al intrării modulului, care constă dintr-o capacitate de poartă și un rezistor de limitare.
Dacă sarcina Qin este specificată în datele sursă, atunci este necesar să o recalculăm în capacitatea de intrare echivalentă Cin =Qin /D U.
Puterea reactivă alocată capacității de intrare a modulului este calculată prin formula Рс =f Q intrare D U. Puterea totală a convertorului DC/DC al driverului Р este suma puterii consumate de treapta de ieșire a driver Рout și puterea reactivă alocată capacității de intrare a modulului Рс: P = P out + Pc.
Frecvența de funcționare și oscilația tensiunii la intrarea modulului au fost considerate ca fiind maxime în calcule; prin urmare, s-a obținut puterea maximă posibilă a convertorului DC/DC în timpul funcționării normale a driverului.
Cunoscând rezistența rezistorului de limitare R, puteți găsi curentul de impuls care curge prin driver: I max =D U/R.
Pe baza rezultatelor calculului, puteți selecta cel mai optim driver necesar pentru a controla modulul de alimentare.
MOP (în burgheză MOSFET) înseamnă Metal-Oxide-Semiconductor, din această abreviere structura acestui tranzistor devine clară.
Dacă este pe degete, atunci are un canal semiconductor care servește ca o placă a condensatorului, iar a doua placă este un electrod metalic situat printr-un strat subțire de oxid de siliciu, care este un dielectric. Când se aplică tensiune pe poartă, acest condensator este încărcat, iar câmpul electric al porții trage încărcături către canal, drept urmare în canal apar sarcini mobile care pot forma un curent electric, iar rezistența sursei de scurgere scade. brusc. Cu cât tensiunea este mai mare, cu atât mai multe încărcări și rezistența mai scăzută, ca urmare, rezistența poate scădea la valori mici - sutimi de ohm, iar dacă creșteți tensiunea mai mult, o defalcare a stratului de oxid și a tranzistorului Khan. o să se întâmple.
Avantajul unui astfel de tranzistor, în comparație cu unul bipolar, este evident - trebuie aplicată tensiune pe poartă, dar deoarece este un dielectric, curentul va fi zero, ceea ce înseamnă necesarul. puterea de a controla acest tranzistor va fi redusă, de fapt, consuma doar in momentul comutarii, cand condensatorul se incarca si se descarca.
Dezavantajul provine din proprietatea sa capacitivă - prezența capacității pe poartă necesită un curent de încărcare mare la deschidere. În teorie, egal cu infinitul pe perioade de timp infinit de mici. Și dacă curentul este limitat de un rezistor, atunci condensatorul se va încărca lent - nu există nicio scăpare din constanta de timp a circuitului RC.
Tranzistoarele MOS sunt P și N conductă. Au același principiu, singura diferență este polaritatea purtătorilor de curent din canal. În consecință, în direcții diferite ale tensiunii de control și includerea în circuit. Foarte des tranzistorii sunt fabricați sub formă de perechi complementare. Adică, există două modele cu exact aceleași caracteristici, dar unul dintre ele este canalul N, iar celălalt este canalul P. Marcajele lor, de regulă, diferă cu o cifră.
 |
Cel mai popular al meu MOP tranzistoarele sunt IRF630(canal n) și IRF9630(canal p) la un moment dat am făcut cam o duzină de ele de fiecare tip. Posedă un corp nu foarte mare TO-92 acest tranzistor poate trage prin el însuși până la 9A. Rezistența sa deschisă este de numai 0,35 Ohm.
Cu toate acestea, acesta este un tranzistor destul de vechi; acum există lucruri mai cool, de exemplu IRF7314, capabil să transporte același 9A, dar în același timp se potrivește într-o carcasă SO8 - de dimensiunea unui pătrat de notebook.
Una dintre problemele de andocare MOSFET tranzistorul și microcontrolerul (sau circuitul digital) este că, pentru a se deschide complet până când este complet saturat, acest tranzistor trebuie să conducă mai multă tensiune pe poartă. De obicei, acesta este de aproximativ 10 volți, iar MK poate scoate maximum 5.
Există trei opțiuni:
Dar, în general, este mai corect să instalați un driver, deoarece, pe lângă funcțiile principale de generare a semnalelor de control, acesta oferă și protecție curentă, protecție împotriva defecțiunilor, supratensiunii, ca o bauble suplimentară, optimizează viteza de deschidere la maxim, in general nu isi consuma curentul degeaba. Alegerea unui tranzistor nu este, de asemenea, foarte dificilă, mai ales dacă nu vă deranjați cu limitarea modurilor. În primul rând, ar trebui să vă îngrijorați valoarea curentului de scurgere - I Drain sau eu D alegeți un tranzistor pe baza curentului maxim pentru sarcina dvs., de preferință cu o marjă de 10 la sută. Următorul parametru important pentru dvs. este VGS- Tensiunea de saturație Source-Gate sau, mai simplu, tensiunea de control. Uneori este scris, dar mai des trebuie să te uiți la diagrame. Se caută un grafic al caracteristicii de ieșire Dependență eu D din VDS la valori diferite VGS. Și îți dai seama ce fel de regim vei avea.
De exemplu, trebuie să alimentați motorul la 12 volți, cu un curent de 8A. Ai distrus driverul și ai doar un semnal de control de 5 volți. Primul lucru care mi-a venit în minte după acest articol a fost IRF630. Curentul este potrivit cu o marjă de 9 A față de 8 necesar. Dar să ne uităm la caracteristica de ieșire:
Dacă intenționați să utilizați PWM pe acest comutator, atunci trebuie să vă întrebați despre timpii de deschidere și de închidere a tranzistorului, să alegeți cel mai mare și, raportat la timp, să calculați frecvența maximă de care este capabil. Această cantitate se numește Întârziere comutator sau t on,t off, în general, ceva de genul acesta. Ei bine, frecvența este 1/t. De asemenea, este o idee bună să vă uitați la capacitatea porții C iss Pe baza acestuia, precum și a rezistenței de limitare din circuitul de poartă, puteți calcula constanta de timp de încărcare a circuitului de poartă RC și puteți estima performanța. Dacă constanta de timp este mai mare decât perioada PWM, atunci tranzistorul nu se va deschide/închide, ci va atârna într-o stare intermediară, deoarece tensiunea de la poarta sa va fi integrată de acest circuit RC într-o tensiune constantă.
Când manipulați acești tranzistori, țineți cont de faptul că Nu se tem doar de electricitatea statică, ci FOARTE PUTERNICI. Este mai mult decât posibil să pătrunzi în oblon cu o încărcare statică. Deci cum l-am cumpărat? imediat în folieși nu-l scoateți până nu îl sigilați. Mai întâi împământă-te la baterie și pune-ți o căciulă de folie :).
