Schimbarea de fază în cuadratura (QPSK). Modulare digitală de fază: BPSK, QPSK, DQPSK Binary Phase Shift Keying

După cum sugerează și numele, codificarea cu deplasare de fază în cuadratură (QPSK) este o modificare a codificarii cu deplasare de fază binară (BPSK). Amintiți-vă că BPSK este de fapt modulație DSBSC cu un mesaj digital ca semnal de modulare. Este important de reținut că, cu modulația BPSK, informațiile sunt transmise secvenţial bit cu bit. QPSK este, de asemenea, un tip de modulație DSBSC, dar transmite doi biți în fiecare interval de timp fără a utiliza o altă frecvență purtătoare.

Deoarece QPSK transmite biți în perechi, poate părea că viteza de transmisie este de două ori mai mare decât BPSK. De fapt, conversia unei secvențe de biți simpli într-o secvență de biți dubli reduce în mod necesar viteza de transmisie la jumătate, ceea ce nu permite niciun câștig de viteză.

Atunci de ce este necesară această metodă de modulare? Prin înjumătățirea ratei de transmisie a semnalului, metoda QPSK îi permite să ocupe jumătate din spectrul de frecvență radio decât un semnal BPSK. Acest lucru face posibilă creșterea numărului de abonați în canalul de comunicare.

Figura 1 prezintă o diagramă bloc a implementării modelului matematic al modulatorului QPSK.

La intrarea modulatorului, biții pari (numerotați 0, 2, 4 etc.) sunt extrași din fluxul de date folosind un „divizor de biți” și înmulțiți cu purtătorul pentru a forma un semnal BPSK, denumit PSKI. În același timp, biții impari (numerotați 1, 3, 5 etc.) sunt de asemenea extrași din fluxul de date și înmulțiți cu același purtător, deplasați cu 90°, formând un al doilea semnal BPSK, denumit PSK Q. Acesta este principiul de funcționare al modulatorului QPSK.

Înainte ca semnalul QPSK să fie transmis, cele două semnale BPSK sunt pur și simplu adăugate împreună și, deoarece au aceeași frecvență purtătoare, semnalele ocupă aceeași porțiune a spectrului. Cu toate acestea, pentru a separa semnalele ale căror purtători sunt deplasați cu 90º, este necesar un receptor cu discriminator de fază.

Figura 2 prezintă o diagramă bloc a implementării modelului matematic al demodulatorului QPSK.

În schema de mai sus, demodularea a două semnale BPSK este efectuată independent și simultan de către doi detectoare bazate pe multiplicatori. La ieșirile detectorilor, apar perechi de biți ai datelor originale, care sunt curățați de distorsiuni folosind un comparator și asamblați în secvența originală folosind un convertor paralel-serial de 2 biți.

Pentru a înțelege modul în care fiecare detector selectează un singur semnal BPSK, mai degrabă decât ambele, rețineți că detectarea semnalului DSBSC este „sensibilă” la schimbarea de fază. Astfel, recepția mesajului va fi optimă doar dacă oscilațiile purtătorului emițătorului și receptorului sunt exact în fază. Este important de reținut că, cu o nepotrivire de fază de 90º, recepția mesajului devine imposibilă, deoarece amplitudinea semnalului reconstruit devine zero. Cu alte cuvinte, mesajul este complet suprimat.

Demodulatorul QPSK transformă această circumstanță într-un avantaj. Rețineți că detectoarele de produs din Figura 2 folosesc un singur purtător, dar pentru unul dintre detectoare purtătorul este deplasat cu 90°. În acest caz, un detector recuperează datele de la un semnal BPSK în timp ce respinge un alt semnal BPSK, iar un al doilea detector recuperează un al doilea semnal BPSK în timp ce respinge primul semnal BPSK.

• Cu modulație de deplasare în cuadratura QPSK (Offset QPSK) mișcările unice (simultane) de fază ale punctului de semnal sunt limitate la 90 de grade. Mișcările sale simultane de-a lungul canalelor I și Q, adică. trecerea la 180 de grade este imposibilă, ceea ce elimină mișcarea punctului de semnal prin zero

Unul dintre dezavantajele modulației canonice de fază în cuadratură este că atunci când simbolurile din ambele canale ale modulatorului în cuadratură sunt schimbate simultan, semnalul QPSK provoacă un salt de 180° în faza purtătoare. Când este generat un semnal QPSK convențional, în acest moment punctul de semnal se deplasează prin zero, adică punctul de semnal se mișcă cu 180 de grade. În momentul unei astfel de mișcări are loc reducerea amplitudinii semnalului RF generat la zero.

Astfel de modificări semnificative ale semnalului sunt nedorite deoarece măresc lățimea de bandă a semnalului. Pentru a amplifica un astfel de semnal, care are o dinamică semnificativă, sunt necesare căi de transmisie foarte liniare și, în special, amplificatoare de putere. Dispariția semnalului RF în momentul în care punctul de semnal trece de zero degradează și calitatea funcționării sistemelor de sincronizare a echipamentelor radio.

Figura de mai jos compară mișcarea punctului semnal pe diagrama vectorială pentru primele două simboluri ale secvenței - de la starea 11 la 01 pentru QPSK tradițional și pentru QPSK offset.

Compararea mișcărilor punctului de semnal cu QPSK (stânga) și OQPSK (dreapta) pentru două simboluri 11 01

O serie de termeni sunt utilizați pentru a desemna OQPSK: offset QPSK, offset QPSK, offset QPSK modulație, PM cu patru faze cu offset. Această modulație este utilizată, de exemplu, în sistemele CDMA pentru a organiza un canal de comunicație ascendent în dispozitivele standard ZigBee.

• Formarea OQPSK
  

Modulația OQPSK utilizează aceeași codificare a semnalului ca și QPSK. Diferența este că trecerea de la o stare de modulație la alta (de la un punct al constelației la altul) se realizează în doi pași. Mai întâi, la momentul ceasului de la începutul simbolului, componenta I se schimbă și după jumătate din simbol, componenta Q se schimbă (sau invers).
Pentru a face acest lucru, componentele de cuadratura ale secvenței informaționale I(t) și Q(t) sunt deplasate în timp cu durata unui element informațional T=Ts/2, adică. pentru jumătate din durata simbolului, așa cum se arată în figură.

Generarea semnalelor QPSK și OQPSK pentru secvența 110100101110010011

Cu o astfel de deplasare a semnalelor componente, fiecare modificare a fazei semnalului generat, produsă la rândul său de semnale în cuadratura, este determinată de un singur element al secvenței informaționale originale, și nu simultan de doi (dibiți), ca în cazul QPSK. Ca rezultat, nu există tranziții de fază de 180°, deoarece fiecare element al secvenței de informații originale care ajunge la intrarea modulatorului canalului în fază sau în cuadratura poate provoca o schimbare de fază de numai 0, +90° sau -90°.

Mișcările de fază ascuțite ale punctului de semnal la generarea unui semnal OQPSK apar de două ori mai des decât QPSK, deoarece semnalele componente nu se schimbă simultan, dar sunt neclare. Cu alte cuvinte, amploarea tranzițiilor de fază în OQPSK este mai mică în comparație cu QPSK, dar frecvența lor este de două ori mai mare.

Frecvența de tranziție de fază a semnalelor QPSK și OQPSK pentru o secvență de biți care se repetă 1101

Într-un circuit modulator tradițional în cuadratură, formarea unui semnal QPSK poate fi realizată prin utilizarea unei întârzieri a componentelor semnalului digital cu durata bitului T într-unul dintre canalele de control în cuadratura.

Dacă se folosește un filtru adecvat la generarea OQPSK, mișcarea între diferite puncte din constelația de semnal poate fi efectuată aproape în întregime într-un cerc (Figura). Ca urmare, amplitudinea semnalului generat rămâne aproape constantă.

Modulația de fază în cuadratura QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) este o modulație de fază pe patru niveluri (M = 4), în care faza oscilației RF poate lua patru valori diferite cu un pas egal cu

π/2. Fiecare	valoarea fazei	semnal modulat
conține două informații. Deoarece				absolut
valorile fazelor	nu contează, hai să alegem
± π 4, ± 3 π 4.	Corespondenţă		valorile
semnal modulat ± π 4, ± 3 π 4			si transmis

Dibiții secvenței de informații 00, 01, 10, 11 sunt stabiliți de codul Gray (vezi Fig. 3.13) sau de un alt algoritm. Este evident că valorile semnalului de modulare cu modulația QPSK se schimbă la jumătate mai des decât cu modulația BPSK (la aceeași rată de transfer de informații).

Plicul complex g(t) cu modulație QPSK

este un semnal de bandă de bază polar pseudo-aleatoriu, ale cărui componente în cuadratura, conform

(3.41), luați valori numerice ± 1 2 . în care

Durata fiecărui simbol al anvelopei complexe este de două ori mai mare decât simbolurile din semnalul modulator digital original. După cum se știe, densitatea spectrală de putere a unui semnal pe mai multe niveluri coincide cu densitatea spectrală de putere a unui semnal binar la

M = 4 și deci T s = 2T b . În consecință, densitatea spectrală de putere a semnalului QPSK (pentru

frecvențe pozitive) pe baza ecuației (3.28) este determinată de expresia:

P(f) = K × (	păcatul 2
	p×(f - f		)×2×T

Din ecuația (3.51) rezultă că distanța dintre primele zerouri din densitatea spectrală de putere a semnalului QPSK este egală cu D f = 1 T b, care este de două ori mai mică decât

pentru modularea BPSK. Cu alte cuvinte, eficiența spectrală a modulației QPSK în cuadratura este de două ori mai mare decât cea a modulării în fază binară BPSK.

						cos(ωc t )
	formativ
w(t)	Modelator
	cuadratura			Sumator
	componentă
		Aceasta)				sin(ωc t )
	formativ

Fig.3.15. Semnal QPSK al modulatorului în cuadratura

Diagrama funcțională a unui modulator QPSK în cuadratura este prezentată în Fig. 3.15. Convertorul de cod primește un semnal digital la viteza R. Convertorul de cod generează componentele în cuadratura ale complexului

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

plic în conformitate cu Tabelul 3.2 la o viteză de două ori mai mică decât cea inițială. Filtrele de modelare furnizează o bandă de frecvență dată a semnalului modulator (și modulat în consecință). Componentele în cuadratura ale frecvenței purtătoare sunt furnizate multiplicatorilor RF din circuitul sintetizatorului de frecvență. La ieșirea sumatorului rezultă un semnal QPSK modulat s (t) in

în conformitate cu (3.40).

Tabelul 3.2

Generarea semnalului QPSK

cos[θk]

păcat[θk]

componentă

I-component

Semnalul QPSK, ca și semnalul BPSK, nu conține o frecvență purtătoare în spectrul său și poate fi primit doar folosind un detector coerent, care este o imagine în oglindă a circuitului modulator și

Sf)
		cos(ωc t )
					recuperare
					digital
		sin(ωc t )

Aceasta)

Fig.3.16. Semnal QPSK al demodulatorului în cuadratura

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

prezentat în Fig. 3.16.

3.3.4. Modulație diferențială de fază binară DBPSK

Absența fundamentală a unei frecvențe purtătoare în spectrul semnalului modulat duce în unele cazuri la complicarea nejustificată a demodulatorului din receptor. Semnalele QPSK și BPSK pot fi recepționate doar de un detector coerent, pentru implementarea căruia este necesar fie să se transmită o frecvență de referință împreună cu semnalul, fie să se implementeze un circuit special de recuperare a purtătorului în receptor. O simplificare semnificativă a circuitului detectorului este realizată atunci când modularea de fază este implementată sub formă diferenţială DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).

Ideea codificării diferențiale este de a transmite nu valoarea absolută a unui simbol informațional, ci schimbarea (sau nemodificarea) acestuia în raport cu valoarea anterioară. Cu alte cuvinte, fiecare caracter transmis ulterior conține informații despre caracterul anterior. Astfel, pentru a extrage informația originală în timpul demodulării, este posibil să se folosească nu valoarea absolută, ci valoarea relativă a parametrului modulat al frecvenței purtătoare ca semnal de referință. Algoritmul de codare binară diferenţială este descris prin următoarea formulă:

dk =

m k Å d k −1

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

unde (mk) este secvența binară originală; (sp)-

secvența binară rezultată; Å este simbolul adiției modulo 2.

Un exemplu de codificare diferențială este prezentat în Tabelul 3.3.

								Tabelul 3.3
Codarea diferențială a binarului
		semnal digital
(d k
(d k

Codarea diferențială hardware este implementată sub forma unui circuit de întârziere a semnalului pentru un interval de timp egal cu durata unui simbol dintr-o secvență de informații binare și un circuit de adiție modulo 2 (Fig. 3.17).

		Circuit logic
		dk =
			m k Å d k −1

Linie de întârziere

Fig.3.17. Codificator de semnal DBPSK diferențial

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

Un detector diferenţial incoerent al unui semnal DBPSK la o frecvenţă intermediară este prezentat în Fig. 3.18.

Detectorul întârzie impulsul primit cu un interval de simbol și apoi înmulțește simbolurile recepționate și întârziate:

s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .

După filtrare folosind un filtru trece-jos sau potrivite

Este evident că nici forma temporală a anvelopei complexe, nici compoziția spectrală a semnalului diferențial DBPSK nu vor diferi de semnalul BPSK obișnuit.

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

3.3.5. Modulație de fază în cuadratura diferențială π/4 DQPSK

Modulația π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) este o formă de modulație diferenţială de fază special concepută pentru semnale QPSK pe patru nivele. Acest tip de semnal de modulație poate fi demodulat de un detector necoerent, așa cum este tipic pentru semnalele de modulație DBPSK.

Diferența dintre codarea diferențială în modulația π/4 DQPSK și codificarea diferențială în modulația DBPSK este că modificarea relativă nu este transmisă în simbolul digital modulator, ci în parametrul modulat, în acest caz faza. Algoritmul pentru generarea unui semnal modulat este explicat în Tabelul 3.4.

Tabelul 3.4

Algoritm de generare a semnalului π/4 DQPSK

informație
ny dibit
Creştere	ϕ = π 4	ϕ = 3 π 4	ϕ = −3 π 4		ϕ = − π 4
unghiul de fază
componenta Q		Q = sin (θk ) = sin (θk − 1 +
I-component		I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 +

Fiecare dibit al secvenței de informații originale este asociat cu o creștere de fază a frecvenței purtătoare. Incrementul unghiului de fază este un multiplu de π/4. În consecință, unghiul de fază absolut θ k poate lua opt valori diferite în trepte

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

π/4, iar fiecare componentă de cuadratura a anvelopei complexe este una dintre cele cinci valori posibile:

0, ±1 2, ±1. Trecerea de la o fază a frecvenței purtătoare la alta poate fi descrisă folosind diagrama de stare din Fig. 3.13 pentru M = 8, selectând alternativ valoarea absolută a fazei frecvenței purtătoare din patru poziții.

Schema bloc a unui modulator π/4 DQPSK este prezentată în Fig. 3.19. Semnalul de modulare digital binar original intră în convertorul cod-fază. În convertor, după întârzierea semnalului cu un interval de simbol, se determină valoarea curentă a dibitului și incrementul de fază corespunzător φ k al frecvenței purtătoare. Acest

Incrementul de fază este alimentat la calculatoarele componentelor de cuadratura I Q ale anvelopei complexe (Tabelul 3.3). Ieșire

Calculatorul I Q este un calculator cu cinci niveluri

	semnal digital cu durata impulsului de două ori
			Q = cos(θk –1 + Δφ)			Filtru de modelare
									cos(ωc t )
			Δφk
saptamana(t)
			Convertor
			Δφk
									sin(ωc t )
			I = sin(θk –1 + Δφ)			Filtru de modelare
			Fig.3.19. Diagrama funcțională a modulatorului π/4 DQPSK

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

depășirea duratei impulsului semnalului digital binar original. Apoi, trec componentele de cuadratura I (t), Q (t) ale anvelopei complexe

filtru de modelare și sunt alimentate la multiplicatori de înaltă frecvență pentru a forma componente de cuadratura ale semnalului de înaltă frecvență. La ieșirea agregatorului de înaltă frecvență există un complet format

Semnal π/4 DQPSK.

Demodulatorul de semnal π/4 DQPSK (Fig. 3.20) este proiectat pentru a detecta componentele în cuadratura ale semnalului modulator și are o structură similară cu structura demodulatorului de semnal DBPSK. Semnal RF de intrare r (t) = cos(ω c t + θ k) la frecvență intermediară

rI(t)

r(t)

Întârziere τ = T s

w(t) dispozitiv de decizie

Defazare Δφ = π/2

rQ(t)

Fig.3.20. Semnal demodulator π/4 DQPSK la frecvență intermediară

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

merge la intrarea circuitului de întârziere și a multiplicatorilor RF. Semnalul de la ieșirea fiecărui multiplicator (după îndepărtarea componentelor de înaltă frecvență) are forma:

	r I (t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + q k −1) = cos(Df k);
	r Q (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + q k −1) = sin(Df k).

Rezolvatorul analizează semnalele în bandă de bază la ieșirea fiecărui filtru trece-jos. Se determină semnul și mărimea incrementului unghiului de fază și, în consecință, valoarea dibitului primit. Implementarea hardware a unui demodulator la o frecvență intermediară (vezi Fig. 3.20) nu este o sarcină ușoară din cauza cerințelor ridicate pentru acuratețea și stabilitatea circuitului de întârziere de înaltă frecvență. O versiune mai comună a circuitului demodulator de semnal π/4 DQPSK cu transfer direct al semnalului modulat în domeniul benzii de bază, așa cum se arată în Fig. 3.21.

r(t)						r11(t)				rQ(t)
					τ = T s
	cos(ωc t + γ)		r1(t)			r12(t)					rI(t)
						r21(t)

sin(ωc t + γ)
	r2(t)
	r22(t)
	τ = T s

Fig.3.21. Semnalul demodulatorului π/4 QPSK în domeniul benzii de bază

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

Transferul direct al semnalului modulat în banda de bază vă permite să implementați pe deplin

transferul spectrului de oscilație modulat în domeniul benzii de bază. Semnalele de referință, de asemenea furnizate la intrările multiplicatorilor RF, nu sunt blocate în fază cu frecvența purtătoare a oscilației modulate. Ca rezultat, semnalele în bandă de bază la ieșirea filtrelor trece-jos au o schimbare de fază arbitrară, care se presupune a fi constantă în intervalul de simbol:

		(t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + g) = cos(q k - g);
	r 2 (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + g) = sin(q k - g),

unde γ este defazajul dintre semnalele primite și cele de referință.

Semnalele demodulate în bandă de bază sunt transmise la două circuite de întârziere și patru multiplicatoare de bandă de bază, la ieșirile cărora apar următoarele semnale:

r 11 (t) = cos(q k - g) × cos(q k −1 - g);
r 22 (t) = sin(q k - g) × sin(q k −1 - g);
r 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g);

r 21 (t) = sin(q k - g) × cos(q k −1 - g).

Ca urmare a însumării semnalelor de ieșire ale multiplicatorilor, o defazare arbitrară γ este eliminată, lăsând doar informații despre creșterea unghiului de fază a frecvenței purtătoarei Δφ:

Dj k);

r I (t) = r 12 (t) + r 21 (t) =

R 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g) + r 21 (t) =

Sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).

Implementarea unui circuit de întârziere în domeniul benzii de bază și

prelucrarea digitală ulterioară a semnalului demodulat crește semnificativ stabilitatea circuitului și fiabilitatea recepției informațiilor.

3.3.6. Modulație cu defazare în cuadratura

OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) este un caz special al QPSK. Anvelopa de frecvență purtătoare a unui semnal QPSK este teoretic constantă. Cu toate acestea, atunci când banda de frecvență a semnalului modulator este limitată, proprietatea de constanță a amplitudinii semnalului modulat în fază se pierde. Când se transmit semnale cu modulație BPSK sau QPSK, schimbarea de fază într-un interval de simbol poate fi π sau p 2 . Intuitiv

este clar că cu cât saltul instantaneu în faza purtătoarei este mai mare, cu atât mai mare este AM însoțitor care apare atunci când spectrul semnalului este limitat. De fapt, cu cât este mai mare magnitudinea modificării instantanee a amplitudinii semnalului atunci când faza acestuia se schimbă, cu atât este mai mare mărimea armonicilor spectrului corespunzătoare acestui salt de timp. Cu alte cuvinte, atunci când spectrul semnalului este limitat

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

mărimea AM-ului intern rezultat va fi proporțională cu mărimea saltului instantaneu de fază în frecvența purtătoare.

Într-un semnal QPSK, puteți limita saltul maxim de fază a purtătorului dacă utilizați o deplasare în timp de T b între canalele Q și I, de exemplu. introduceți elementul

întârzieri ale valorii T b în canalul Q sau I. Utilizare

decalarea temporală va duce la faptul că schimbarea completă necesară de fază va avea loc în două etape: mai întâi, starea unui canal se schimbă (sau nu se schimbă), apoi celălalt. Figura 3.22 prezintă secvența impulsurilor de modulare Q (t) și I (t) in

canale în cuadratura pentru modulația QPSK convențională.

Q(t)

Aceasta)

I(t–Tb)

2Ts

Fig.3.22. Modularea semnalelor în canale I/Q cu QPSK

și modulare OQPSK

Durata fiecărui impuls este T s = 2 T b . Schimbarea fazei purtătorului la schimbarea oricărui simbol în I sau Q

PDF creat cu versiunea de încercare FinePrint pdfFactory Pro http://www.fineprint.com

Modulația în cuadratura și caracteristicile sale (QPSK, QAM)

Luați în considerare introducerea în cuadratura cu schimbare de fază (QPSK). Fluxul de date original dk(t)=d0, d1, d2,... constă din impulsuri bipolare, de exemplu. dk ia valorile +1 sau -1 (Fig. 3.5.a)), reprezentând unul binar și un zero binar. Acest flux de impuls este împărțit într-un flux în fază dI(t) și un flux în cuadratura - dQ(t), așa cum se arată în Fig. 3.5.b).

dI(t)=d0, d2, d4,... (biți chiar)

dQ(t)=d1, d3, d5,... (biți impari)

O implementare ortogonală convenabilă a semnalului QPSK poate fi obținută utilizând modularea în amplitudine a fluxurilor în fază și în cuadratura pe funcțiile sinus și cosinus ale purtătorului.

Folosind identități trigonometrice, s(t) poate fi reprezentat sub următoarea formă: s(t)=cos(2рf0t+у(t)). Modulatorul QPSK prezentat în Fig. 3.5.c), folosește suma termenilor sinus și cosinus. Fluxul de impulsuri dI(t) este utilizat pentru a modula amplitudinea (cu amplitudinea +1 sau -1) undei cosinus.

Aceasta este echivalentă cu deplasarea fazei undei cosinus cu 0 sau p; prin urmare, rezultatul este un semnal BPSK. În mod similar, fluxul de impulsuri dQ(t) modulează unda sinusoidală, care produce un semnal BPSK ortogonal cu cel precedent. Prin însumarea acestor două componente purtătoare ortogonale, se obține un semnal QPSK. Valoarea u(t) va corespunde uneia dintre cele patru combinații posibile de dI(t) și dQ(t) în expresia pentru s(t): u(t)=00, ±900 sau 1800; vectorii semnal rezultați sunt prezentați în spațiul semnalului din Fig. 3.6. Deoarece cos(2pf0t) și sin(2pf0t) sunt ortogonale, cele două semnale BPSK pot fi detectate separat. QPSK are o serie de avantaje față de BPSK: deoarece cu modulația QPSK, un impuls transmite doi biți, apoi rata de transfer de date este dublată, sau la aceeași rată de transfer de date ca în schema BPSK, se folosește jumătate din banda de frecvență; și, de asemenea, crește imunitatea la zgomot, deoarece Impulsurile sunt de două ori mai lungi și, prin urmare, mai puternice decât impulsurile BPSK.

Orez. 3.5.

Orez. 3.6.

Modulația de amplitudine în cuadratura (KAM, QAM) poate fi considerată o continuare logică a QPSK, deoarece semnalul QAM constă și din două purtătoare independente modulate în amplitudine.

Cu modularea amplitudinii în cuadratura, atât faza, cât și amplitudinea semnalului se schimbă, ceea ce vă permite să creșteți numărul de biți codificați și, în același timp, să îmbunătățiți semnificativ imunitatea la zgomot. Reprezentarea în cuadratura a semnalelor este un mijloc convenabil și destul de universal de a le descrie. Reprezentarea în cuadratura este de a exprima oscilația ca o combinație liniară a două componente ortogonale - sinus și cosinus (în fază și în cuadratura):

s(t)=A(t)cos(шt + ц(t))=x(t)sinоt + y(t)cosоt, unde

x(t)=A(t)(-sinс(t)),y(t)=A(t)cosс(t)

O astfel de modulare (manipulare) discretă este efectuată pe două canale, pe purtători deplasați cu 900 unul față de celălalt, adică. situat în cuadratura (de unde și denumirea).

Să explicăm funcționarea circuitului în cuadratură folosind exemplul de generare a semnalelor cu patru faze PM (PM-4) (Fig. 3.7).

Orez. 3.7.

Orez. 3.8. 16

Secvența originală de simboluri binare de durata T este împărțită, folosind un registru de deplasare, în impulsuri impare y, care sunt introduse în canalul de cuadratura (cosсht) și impulsuri pare - x, introduse în canalul în fază (sinхt). Ambele secvențe de impulsuri sunt furnizate la intrările formatoarelor de impulsuri manipulate corespunzătoare, la ieșirile cărora se formează secvențe de impulsuri bipolare x(t) și y(t) cu o amplitudine ±Um și o durată de 2T. Impulsurile x(t) și y(t) ajung la intrările multiplicatorilor de canal, la ieșirile cărora se formează oscilații PM bifazate (0, p). După însumare, ele formează un semnal FM-4.

În fig. 3.8. prezintă un spațiu de semnal bidimensional și un set de vectori de semnal modulați de QAM hex și reprezentați prin puncte care sunt aranjate într-o matrice dreptunghiulară.

Din fig. 3.8. se poate observa că distanța dintre vectorii de semnal din spațiul semnalului cu QAM este mai mare decât cu QPSK, prin urmare, QAM este mai rezistent la zgomot în comparație cu QPSK,

5. PREZENTARE GENERALĂ A TIPURILOR DE MODULARE

Transformarea unei oscilații armonice purtătoare (unul sau mai mulți parametri ai săi) în conformitate cu legea modificării secvenței de informații transmise se numește modulație. Atunci când transmit semnale digitale în formă analogică, acestea operează cu conceptul de manipulare.

Metoda de modulare joacă un rol major în atingerea ratei maxime posibile de transmitere a informațiilor pentru o probabilitate dată de recepție eronată. Capacitățile maxime ale sistemului de transmisie pot fi evaluate folosind binecunoscuta formulă Shannon, care determină dependența capacității C a unui canal continuu cu zgomot gaussian alb de banda de frecvență utilizată F și raportul dintre puterile semnal și zgomot Pc/ Psh.

unde PC este puterea medie a semnalului;

PSh este puterea medie de zgomot în banda de frecvență.

Lățimea de bandă este definită ca limita superioară a vitezei reale de transmisie a informațiilor V. Expresia de mai sus ne permite să găsim valoarea maximă a ratei de transmisie care poate fi atinsă într-un canal gaussian cu valori date: lățimea intervalului de frecvență în care are loc transmisia (DF) și raportul semnal-zgomot (PC/RSh).

Probabilitatea unei recepții eronate a unui bit într-un anumit sistem de transmisie este determinată de raportul PC/РШ. Din formula lui Shannon rezultă că o creștere a ratei specifice de transmisie V/DF necesită o creștere a costurilor de energie (PC) pe bit. Dependența vitezei specifice de transmisie de raportul semnal-zgomot este prezentată în Fig. 5.1.

Figura 5.1 – Dependența vitezei specifice de transmisie de raportul semnal-zgomot

Orice sistem de transmisie poate fi descris printr-un punct situat sub curba prezentată în figură (regiunea B). Această curbă este adesea numită limită sau limită Shannon. Pentru orice punct din zona B, este posibil să se creeze un sistem de comunicații a cărui probabilitate de recepție eronată poate fi cât de mică este necesar.

Sistemele moderne de transmisie de date necesită ca probabilitatea unei erori nedetectate să nu fie mai mare de 10-4...10-7.

În tehnologia modernă de comunicații digitale, cele mai frecvente sunt modulația de frecvență (FSK), modularea de fază relativă (DPSK), modularea de fază în cuadratură (QPSK), modularea de fază decalată (offset), denumită O-QPSK sau SQPSK, modularea de amplitudine în cuadratură ( QAM).

Cu modularea în frecvență, valorile „0” și „1” ale secvenței de informații corespund anumitor frecvențe ale semnalului analogic cu o amplitudine constantă. Modulația de frecvență este foarte rezistentă la zgomot, dar modularea de frecvență irosește lățimea de bandă a canalului de comunicație. Prin urmare, acest tip de modulație este utilizat în protocoale de viteză mică care permit comunicarea pe canale cu un raport semnal-zgomot scăzut.

Cu modulația relativă de fază, în funcție de valoarea elementului informațional, doar faza semnalului se modifică, în timp ce amplitudinea și frecvența rămân neschimbate. Mai mult, fiecare bit de informație este asociat nu cu valoarea absolută a fazei, ci cu modificarea acesteia în raport cu valoarea anterioară.

Mai des, se utilizează DPSK în patru faze, sau DPSK dublu, pe baza transmisiei a patru semnale, fiecare transportând informații despre doi biți (dibit) din secvența binară originală. În mod obișnuit, sunt utilizate două seturi de faze: în funcție de valoarea dibitului (00, 01, 10 sau 11), faza semnalului se poate schimba la 0°, 90°, 180°, 270° sau 45°, 135°, 225 °, respectiv 315°. În acest caz, dacă numărul de biți codificați este mai mare de trei (8 poziții de rotație a fazelor), imunitatea la zgomot a DPSK este redusă drastic. Din acest motiv, DPSK nu este utilizat pentru transmisia de date de mare viteză.

Modemurile cu modulație de fază în 4 poziții sau în cuadratura sunt utilizate în sistemele în care eficiența spectrală teoretică a dispozitivelor de transmisie BPSK (1 bit/(s Hz)) este insuficientă pentru lățimea de bandă disponibilă. Diferitele tehnici de demodulare utilizate în sistemele BPSK sunt, de asemenea, utilizate în sistemele QPSK. Pe lângă extinderea directă a metodelor de modulare binară în cazul QPSK, se utilizează și modulația în 4 poziții cu deplasare (offset). Unele soiuri de QPSK și BPSK sunt date în tabel. 5.1.

Cu modularea amplitudinii în cuadratura, atât faza, cât și amplitudinea semnalului se schimbă, ceea ce vă permite să creșteți numărul de biți codificați și, în același timp, să îmbunătățiți semnificativ imunitatea la zgomot. În prezent, se folosesc metode de modulație în care numărul de biți de informație codificați într-un interval baud poate ajunge la 8...9, iar numărul de poziții ale semnalului în spațiul semnalului poate ajunge la 256...512.

Tabelul 5.1 – Tipuri de QPSK și BPSK

PSK binar	PSK cu patru poziții	Scurta descriere
BPSK	QPSK	BPSK și QPSK convenționale coerente
DEBPSK	DEQPSK	BPSK și QPSK convenționale coerente cu codificare relativă și SVN
DBSK	DQPSK	QPSK cu demodulare de autocorelare (fără EHV)
FBPSK		BPSK sau QPSK Cu procesor Feer patentat, potrivit pentru sisteme de amplificare neliniară QPSK cu schimbare (offset) QPSK cu shift și codificare relativă QPSK cu shift și procesoare brevetate Feer QPSK cu codificare relativă și defazare cu p/4

Reprezentarea în cuadratura a semnalelor este un mijloc convenabil și destul de universal de a le descrie. Reprezentarea în cuadratura este de a exprima vibrația ca o combinație liniară a două componente ortogonale - sinus și cosinus:

S(t)=x(t)sin(greutate+(j))+y(t)cos(greutate+(j)), (5.2)

unde x(t) și y(t) sunt mărimi discrete bipolare.

O astfel de modulare (manipulare) discretă este efectuată pe două canale pe purtători deplasați cu 90° unul față de celălalt, adică. situat în cuadratura (de unde și denumirea metodei de reprezentare și generare a semnalului).

Să explicăm funcționarea circuitului în cuadratura (Fig. 5.2) folosind exemplul de generare a semnalelor QPSK.

Figura 5.2 – Circuit modulator în cuadratura

Secvența originală de simboluri binare de durata T este împărțită, folosind un registru de deplasare, în impulsuri Y impare, care sunt furnizate canalului în cuadratură (coswt) și pulsuri chiar X, furnizate canalului în fază (sinwt). Ambele secvențe de impulsuri ajung la intrările formatoarelor de impulsuri de manipulare corespunzătoare, la ieșirile cărora se formează secvențe de impulsuri bipolare x(t) și y(t).

Pulsurile de manipulare au o amplitudine și o durată de 2T. Impulsurile x(t) și y(t) ajung la intrările multiplicatorilor de canal, la ieșirile cărora se formează oscilații modulate în două faze. După însumare, ele formează un semnal QPSK.

Expresia de mai sus pentru descrierea semnalului este caracterizată prin independența reciprocă a impulsurilor de manipulare pe mai multe niveluri x(t), y(t) în canale, adică. Un nivel de unu într-un canal poate corespunde unui nivel de unu sau zero într-un alt canal. Ca rezultat, semnalul de ieșire al circuitului în cuadratura se schimbă nu numai în fază, ci și în amplitudine. Deoarece manipularea amplitudinii este efectuată în fiecare canal, acest tip de modulație se numește modulare în cuadratura de amplitudine.

Folosind o interpretare geometrică, fiecare semnal QAM poate fi reprezentat ca un vector în spațiul semnalului.

Prin marcarea doar a capetelor vectorilor, pentru semnalele QAM obținem o imagine sub forma unui punct semnal, ale cărui coordonate sunt determinate de valorile lui x(t) și y(t). Setul de puncte de semnal formează așa-numita constelație de semnal.

În fig. 5.3 prezintă schema bloc a modulatorului, iar Fig. 5.4 – constelație de semnal pentru cazul în care x(t) și y(t) iau valori ±1, ±3 (QAM-4).

Figura 5.4 – Diagrama semnalului QAM-4

Valorile ±1, ±3 determină nivelurile de modulație și sunt de natură relativă. Constelația conține 16 puncte de semnal, fiecare dintre ele corespunzând la patru biți de informații transmise.

O combinație de niveluri ±1, ±3, ±5 poate forma o constelație de 36 de puncte de semnal. Cu toate acestea, dintre acestea, protocoalele ITU-T folosesc doar 16 puncte distribuite uniform în spațiul semnalului.

Există mai multe modalități de implementare practic a QAM-4, dintre care cea mai comună este așa-numita metodă de modulare prin suprapunere (SPM). Schema care implementează această metodă utilizează două QPSK-uri identice (Fig. 5.5).

Folosind aceeași tehnică pentru obținerea QAM, puteți obține o diagramă pentru implementarea practică a QAM-32 (Fig. 5.6).

Figura 5.5 – Circuit modulator QAM-16

Figura 5.6 – Circuit modulator QAM-32

Obținerea QAM-64, QAM-128 și QAM-256 are loc în același mod. Schemele pentru obținerea acestor modulații nu sunt date din cauza naturii lor greoaie.

Din teoria comunicării se știe că, cu un număr egal de puncte în constelația de semnal, imunitatea la zgomot a sistemelor QAM și QPSK este diferită. Cu un număr mare de puncte de semnal, spectrul QAM este identic cu spectrul semnalelor QPSK. Cu toate acestea, semnalele QAM au performanțe mai bune decât sistemele QPSK. Motivul principal pentru aceasta este că distanța dintre punctele semnalului dintr-un sistem QPSK este mai mică decât distanța dintre punctele semnalului dintr-un sistem QAM.

În fig. Figura 5.7 prezintă constelațiile de semnal ale sistemelor QAM-16 și QPSK-16 cu aceeași putere a semnalului. Distanța d dintre punctele adiacente ale unei constelații de semnal într-un sistem QAM cu niveluri de modulație L este determinată de expresia:

(5.3)

La fel și pentru QPSK:

(5.4)

unde M este numărul de faze.

Din expresiile de mai sus rezultă că, cu o creștere a valorii lui M și același nivel de putere, sistemele QAM sunt preferabile sistemelor QPSK. De exemplu, cu M=16 (L = 4) dQAM = 0,47 și dQPSK = 0,396 și cu M=32 (L = 6) dQAM = 0,28, dQPSK = 0,174.

Astfel, putem spune că QAM este mult mai eficient decât QPSK, ceea ce permite utilizarea mai multor modulații multi-nivel cu același raport semnal-zgomot. Prin urmare, putem concluziona că caracteristicile QAM vor fi cel mai apropiate de limita Shannon (Fig. 5.8) unde: 1 – limita Shannon, 2 – QAM, 3 – ARC de poziție M, 4 – PSK de poziție M.

Figura 5.8 - Dependența eficienței spectrale a diferitelor modulații de C/N

În general, sistemele QAM în poziție M cu câștig liniar, cum ar fi 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM au o eficiență spectrală mai mare decât QPSK cu câștig liniar, care are o limită de eficiență teoretică de 2 biți/(s∙Hz).

Una dintre caracteristicile QAM sunt valorile scăzute ale puterii în afara benzii (Fig. 5.9).

Figura 5.9 – Spectrul energetic al QAM-64

Utilizarea QAM cu mai multe poziții în forma sa pură este asociată cu problema imunității insuficiente la zgomot. Prin urmare, în toate protocoalele moderne de mare viteză, QAM este utilizat împreună cu codarea trellis (TCM). Constelația de semnal TCM conține mai multe puncte de semnal (poziții de semnal) decât este necesar pentru modulare fără codare trellis. De exemplu, QAM pe 16 biți se convertește într-o constelație 32-QAM codificată prin grilaj. Punctele de constelație suplimentare oferă redundanță a semnalului și pot fi utilizate pentru detectarea și corectarea erorilor. Codarea convoluțională combinată cu TCM introduce dependența între punctele de semnal succesive. Rezultatul a fost o nouă tehnică de modulare numită modulare Trellis. O combinație a unui anumit cod QAM rezistent la zgomot selectat într-un anumit mod se numește structură de cod de semnal (SCC). SCM-urile fac posibilă creșterea imunității la zgomot a transmisiei informațiilor împreună cu reducerea cerințelor pentru raportul semnal-zgomot din canal cu 3 - 6 dB. În timpul procesului de demodulare, semnalul primit este decodat folosind algoritmul Viterbi. Acest algoritm, prin utilizarea redundanței introduse și cunoașterea istoriei procesului de recepție, este cel care permite, folosind criteriul de maximă probabilitate, selectarea celui mai fiabil punct de referință din spațiul semnalului.

Utilizarea QAM-256 vă permite să transmiteți 8 stări de semnal, adică 8 biți, într-o baud. Acest lucru vă permite să creșteți semnificativ viteza de transfer de date. Deci, cu o lățime a domeniului de transmisie de Df = 45 kHz (ca și în cazul nostru), 1 baud, adică 8 biți, poate fi transmis într-un interval de timp de 1/Df. Atunci viteza maximă de transmisie în acest interval de frecvență va fi

Deoarece în acest sistem transmisia se realizează pe două game de frecvență cu aceeași lățime, viteza maximă de transmisie a acestui sistem va fi de 720 kbit/s.

Deoarece fluxul de biți transmis conține nu numai biți de informație, ci și biți de serviciu, viteza informațiilor va depinde de structura cadrelor transmise. Cadrele utilizate în acest sistem de transmisie de date sunt formate pe baza protocoalelor Ethernet și V.42 și au o lungime maximă de K=1518 biți, dintre care KS=64 sunt biți de serviciu. Atunci viteza de transmisie a informațiilor va depinde de raportul dintre biții de informație și biții de serviciu

Această viteză depășește viteza specificată în specificațiile tehnice. Prin urmare, putem concluziona că metoda de modulare aleasă satisface cerințele stabilite în specificațiile tehnice.

Deoarece în acest sistem transmisia se realizează pe două game de frecvență simultan, este necesară organizarea a doi modulatoare care funcționează în paralel. Dar trebuie luat în considerare faptul că este posibil ca sistemul să treacă de la intervalele principale de frecvență la cele de rezervă. Prin urmare, este necesară generarea și controlul tuturor celor patru frecvențe purtătoare. Un sintetizator de frecvență conceput pentru a genera frecvențe purtătoare constă dintr-un generator de semnal de referință, divizoare și filtre de înaltă calitate. Un generator de impulsuri pătrate de cuarț acționează ca un generator de semnal de referință (Fig. 5.10).

Figura 5.10 - Generator cu stabilizare cu cuarț

În vederea evaluării stării securității informațiilor; - gestionarea accesului participanților la întâlnire la sediul; - organizarea monitorizării intrării în sala alocată și a mediului înconjurător în timpul întâlnirii. 2. Principalele mijloace de asigurare a protecției informațiilor acustice în timpul unei ședințe sunt: ​​- instalarea diverselor generatoare de zgomot, monitorizarea încăperii...

Folosind tehnologii de imprimare computerizate? 10. Descrieți actele penale prevăzute în capitolul 28 din Codul penal al Federației Ruse „Infracțiuni în domeniul informațiilor informatice”. SECȚIUNEA 2. COMBATEREA INFRACȚIUNILOR ÎN DOMENIUL INFORMAȚIILOR INFORMATICE CAPITOLUL 5. CONTROLUL INFRACȚIUNILOR ÎN DOMENIUL ÎNALTEI TEHNOLOGII 5.1 Controlul criminalității informatice în Rusia Măsuri de control...