Stabilizator de tensiune reglabil cu puls. controale IRPN
Să luăm în considerare principiul controlului prin impuls al rezistenței circuitului rotor al unui motor asincron, care în cele din urmă asigură controlul vitezei motorului (Fig. 2.1).
Pentru a reduce indicatorii de greutate și dimensiune a rezistenței suplimentare R add (Fig. 2.1, a) și pentru a simplifica circuitul de control, R add este de obicei inclus în circuitul de curent redresat al rotorului. Valoarea rezistenței circuitului rotorului este modificată printr-o metodă de impuls folosind un comutator K, manevrând un rezistor R ext. Când cheia de comutare K este închisă, rezistența suplimentară R ext este îndepărtată din circuitul rotorului, care corespunde caracteristicii mecanice 1 (Fig. 2.1, b), apropiată de caracteristica naturală a motorului. Diferența dintre caracteristica 1 și cea naturală se datorează prezenței în circuitul rotoric a propriei rezistențe echivalente a redresorului necontrolat UZ și rezistenței bobinei de netezire L (vezi Fig. 2.1, a).
Dacă comutatorul K este pornit și oprit cu o anumită frecvență suficient de mare f k = 1/T k, atunci curentul redresat
(i dp), proporțional cu curentul de fază al rotorului (i 2), va fluctua în jurul unei anumite valori medii (I dp), fără a-și atinge valorile în regim de echilibru (Fig. 2.2). Amplitudinea oscilațiilor curentului depinde de frecvența de comutare (f k) și de valoarea inductanței totale a circuitului rotor redresat (L d): cu cât frecvența și inductanța sunt mai mari, cu atât amplitudinea oscilației este mai mică. În drive-urile industriale, frecvența de comutare este setată constantă la 200…500Hz. Valoarea inductanței (L d) este selectată în funcție de nivelul dorit al ondulației curentului rotorului (0,02…0,05) I dpн.
Valoarea medie a curentului redresat al rotorului (I dp), care determină cuplul motorului pentru o alunecare dată, depinde de ciclul de lucru (durata relativă de comutare) al procesului de comutare a tastei K:
Cu cât ciclul de lucru este mai mare, adică cu cât timpul stării închise a comutatorului K este mai mare în timpul perioadei de comutare (T k), cu atât valoarea medie a curentului (I dp) este mai mare.
Astfel, prin închiderea și deschiderea periodică a comutatorului cu o anumită frecvență fk și un ciclu de lucru reglabil (ε), este posibil, dacă pulsațiile sunt neglijate, să se modifice fără probleme rezistența circuitului rotor.
În Fig. 2.3. Un redresor necontrolat UZ, asamblat folosind un circuit de punte trifazat, este inclus în circuitul rotorului motorului. Circuitul de curent al rotorului redresat conține un inductor L și un rezistor suplimentar R ext, șuntat periodic de tiristorul VS1 al comutatorului tiristor.
Funcționarea unui comutator tiristor are loc după cum urmează. Când un impuls de comandă este aplicat tiristorului de comutare auxiliar VS k, acesta se deschide și condensatorul de comutare C este încărcat la polaritatea UZ a curentului redresorului redresat (vezi Fig. 2.3).
La sfârșitul procesului de încărcare, întregul curent redresat (i dp) trece prin rezistorul R ext. Tiristorul VS k se închide (tensiunea dintre anod și catod are polaritate negativă). Dacă aplicați acum un impuls de control la tiristorul VS1, acesta se va deschide (polaritatea tensiunii aplicate electrozilor anod-catod are un semn pozitiv). Rezistorul R ext va fi ocolit. Datorită prezenței inductanței în circuitul rotorului, curentul rotorului crește exponențial. Există o reîncărcare oscilativă a condensatorului C
dioda VD la și inductorul L la polaritatea prezentată (vezi Fig. 2.3) între paranteze. Când VS se deschide din nou, această tensiune este aplicată ca potențial pozitiv catodului tiristorului VS1, ceea ce îl face să se închidă. Curentul redresat al rotorului scade exponențial. Încă o dată, reîncărcarea oscilativă a condensatorului C k are loc prin inductorul L k și dioda VD1 cu polaritatea prezentată (vezi Fig. 2.3) fără paranteze. Apoi ciclul se repetă.
Dacă uh
Acționarea electrică funcționează la viteză maximă pentru o lungă perioadă de timp, când tiristorul VS1 este deschis, atunci condensatorul C k trebuie să-și păstreze încărcarea pentru o lungă perioadă de timp pentru stingerea ulterioară a tiristorului VS1. Deoarece timpul pentru menținerea încărcării complete a condensatorului este limitat, în comutator este introdus un circuit de reîncărcare a condensatorului. Condensatorul este reîncărcat de la un redresor suplimentar UZ prin circuitul format din C la -VS1-L la -R la Rezistorul R pentru a seta valoarea necesară a curentului de încărcare.
Starea deschisă a tiristorului VS1 corespunde caracteristicii mecanice 1 (vezi Fig. 2.1, b), starea închisă corespunde caracteristicii 4. Raportul dintre stările deschis și închis determină ciclul de lucru al procesului de comutare și tipul de mecanică. caracteristică. La ciclu de lucru constant 0< ε < 1 получается характеристики типа 2 или 3 (см. рис. 2.1, б), причём ε 2 > ε 3 .
Valoarea medie a rezistenței reglabile a impulsului (R d) depinde liniar de ciclul de funcționare:
R d = R ext ×(1 - ε) (2.1)
și determină valoarea medie a curentului redresat al rotorului:
Aici E do este valoarea medie a EMF rectificată a rotorului atunci când acesta este staționar; S – alunecare; Re – rezistența echivalentă a circuitului de curent redresat rotor, care este determinată de formula:
unde m este frecvența pulsului redresorului (pentru un circuit în punte m = 6); X d – reactanța inductivă a fazei motorului, redusă la circuitul rotor; R d – rezistența activă a fazei motorului.
Reactanța inductivă a fazei motorului, redusă la circuitul rotorului, se determină după cum urmează:
X d = X 2 + X 1 ',
Aici X 2 este reactanța inductivă a fazei rotorului; X 1 ‘ = X 1 / K e 2 – reactanța inductivă a fazei statorului redusă la rotor (K e – raport de transformare a motorului).
Rezistența activă a fazei motorului este:
Rd = R2 + R1’,
unde R2 este rezistenţa activă a fazei rotorului; R 1 ‘ = R 1 / K e 2 – rezistența activă a fazei statorice, redusă la rotor.
Rezistența R ext este selectată pe baza posibilității de control al vitezei pe întreaga gamă de modificări de sarcină. În special, poate fi selectat astfel încât cuplul inițial de pornire pe caracteristica 4 (vezi Fig. 2.1, b) să fie mai mic decât cuplul în gol M xx.
Dacă, din cauza particularităților mecanismului de producție (de exemplu, cu un cuplu de sarcină activ), prezența unei „zone moarte” în care controlul vitezei este imposibil (a se vedea Fig. 2.1, b, zona dintre caracteristica 4 și ordonată axa) este inacceptabilă, atunci
În serie cu rezistorul R ext, puteți porni condensatorul C1, așa cum este arătat de linia întreruptă (vezi Fig. 2.3). Când condensatorul C1 este complet încărcat și tiristorul VS1 este închis, curentul din circuitul rotorului va fi zero, adică caracteristica mecanică de limită va coincide cu axa ordonatelor și nu va exista nicio „zonă moartă”.
Parametrii elementelor care alcătuiesc circuitul de comutare (valori ale rezistenței, inductanței, capacității) sunt determinați pe baza asigurării unui proces de comutare de înaltă calitate. Selecția elementelor se face după analiza proceselor tranzitorii electromagnetice din circuitul rotorului, ceea ce face posibilă calcularea valorilor maxime ale tensiunilor și curenților pentru toate elementele circuitului rotorului.
Să luăm în considerare una dintre opțiunile pentru circuitul de control al unui comutator tiristor (Fig. 2.4). Este format din cinci unități principale: un generator de impulsuri din dinți de ferăstrău, un comparator, un detector de margini, un modelator și o unitate de limitare a curentului. Generatorul de tensiune din dinți de ferăstrău este construit pe trei amplificatoare operaționale A1, A2, A3 și generează tensiunea U op (Fig. 2.5). Panta curbei tensiunii din dinți de ferăstrău este determinată de capacitatea condensatorului C1 (vezi Fig. 2.4), rezistența R1 și valoarea tensiunii (U p). Perioada de oscilație a generatorului este stabilită de amplificatorul operațional A2 și valoarea direct n
scăderea tensiunii pe dioda VD2.
Amplificatorul operațional A4 este folosit ca amplificator de însumare
semnal de referință și feedback. Un comparator este implementat pe amplificatorul A5 când tensiunea U y depășește U op la ieșirea A5, apare un impuls U a (vezi Fig. 2.5).
Monostabile implementate pe elementele D1, D2 și D5, D6 îndeplinesc funcția de detector de margine și produc impulsuri pozitive U in și U c atunci când apar muchiile de creștere și, respectiv, de coborâre ale semnalului U a. Durata impulsurilor poate fi reglată în 20...200 μs pentru a asigura deschiderea sigură a tiristoarelor VS1 și VS la comutatorul cu rezistențe R13, R14 și condensatoare C2, C3 (vezi Fig. 2.4).
Impulsurile U in și U from sunt furnizate modelatoarelor realizate pe baza tranzistoarelor Darlington VT1, VT2 și VT3, VT4 și transformatoarelor de impulsuri. Pe amplificatorul A6 și declanșatorul D7, este implementată o unitate de protecție a curentului care blochează fluxul de impulsuri de control către tiristorul VS1.
Dacă în modurile tranzitorii modificarea tensiunii de control (U y) are loc destul de lent în comparație cu perioada de comutare, atunci comutatorul tiristor cu circuitul de control poate fi reprezentat ca o legătură fără inerție cu limitare. Valoarea de intrare a acestei legături este acțiunea de control (U y), valoarea de ieșire este ciclul de lucru (e). Caracteristica de control a comutatorului arată ca (Fig. 2.6).
Coeficientul de transmisie a legăturii poate fi calculat prin expresia:
unde Uуmax este valoarea maximă a tensiunii de referință din dinte de ferăstrău. Valoarea U y = U ymax corespunde cu e = 1.
Dacă luăm în considerare controlul discret al sistemului de control al comutatorului, funcția de transfer a comutatorului poate fi descrisă prin expresia:
W k (p) = K y , (2,5)
unde τ у este timpul de întârziere pur introdus de sistemul de control, τ у ~ T к /2.
CONTROALE DE POZIȚIE
Controlorii de poziție implementează o lege de control proporțional când k n- "-oo. Spre deosebire de controlerele analogice, controlerele de poziție generează un semnal de ieșire Sus, având un anumit număr de valori constante, de exemplu, două sau trei, corespunzătoare regulatoarelor cu două sau trei poziții.
În regulatoarele cu două poziții în timpul tranziției valorii de ieșire Y prin valoarea setată din spate se modifică influenţa reglatoare Sus, care mută organismul de reglementare dintr-o poziție extremă în alta: „deschis” - „închis”, „pornit” - „oprit”. Funcționarea unui controler ideal cu două poziții poate fi scrisă după cum urmează:
(3.3.3)
unde De este zona moartă (parametru de setare pentru controlerele de poziție).
Algoritmii schematici și grafici ai regulatorului cu trei poziții sunt prezentați în Fig. 3.3.2.
Orez. 3.3.2. Algoritmul de funcționare al unui regulator cu trei poziții: A - formă schematică; b- grafic
Introducerea unei zone moarte este deosebit de importantă atunci când se implementează două acțiuni de control direcționate opus, de exemplu, încălzirea și răcirea. În absența unei zone moarte, procesul de reglare va avea un pronunțat caracter auto-oscilator. Expresiile (3.3.2) și (3.3.3) reprezintă caracteristicile regulatoarelor de poziție ideale. În regulatoarele reale, pot apărea zone de ambiguitate din cauza prezenței golurilor, frecării uscate, histerezis etc. Sus când regulatorul este activat și eliberat.
În tehnologia de automatizare a sistemelor de aer condiționat și ventilație, regulatoarele cu două poziții, datorită simplității și fiabilității lor, au găsit o aplicație largă în reglarea temperaturii (termostate), a presiunii (pressostate) și a altor parametri ai stării procesului. Regulatoarele pornit-oprit sunt utilizate și în sistemele automate de protecție, interblocare și comutare de mod
funcţionarea echipamentului. În acest caz, funcțiile lor sunt îndeplinite de senzori-relee.
|
|
|
|
De exemplu, luați în considerare un termostat tip MCR 2000 de la GEA pentru controlul ventiloconvectorului cu două și patru conducte (Fig. 3.3.3).
Orez. 3.3.3. Schema schematică a termostatului MCR 2000 pentru controlul ventiloconvectoarelor:
a - cu două conducte; b - cu patru conducte
Reglarea on-off se realizează în ventiloconvectoare cu două conducte folosind o supapă solenoidală K n/0. Selectarea modului de încălzire/răcire se poate face manual (comutatorul 5) sau folosind un senzor de temperatură exterioară RH. Reglarea în trei poziții pentru un ventiloconvector cu patru țevi se realizează prin supape K pȘi K 0.În plus, termostatul permite utilizatorului să selecteze una dintre cele trei viteze ale ventilatorului ventilo-convectorului. Structural, termostatul este realizat într-o carcasă din plastic, pe panoul frontal al căruia se află comenzi: setpoint de temperatură, comutator termostat și comutator turație ventilator. Intervalul indicatorului de setare 5-30 °C poate fi modificat folosind limitatoarele situate sub mânerul punctului de referință (Fig. 3.3.4).
În interiorul carcasei se află o unitate electronică pe care sunt instalate două întrerupătoare (jumpers) și un potențiometru pentru reglarea zonei moarte (Fig. 3.3.5). Jumper JP1 - prezența unui senzor de aer exterior, jumper JP2 - alegerea tipului de ventiloconvector: cu două sau patru conducte. Zona moartă poate fi selectată într-un interval
Orez. 3.3.4. Schimbarea mecanismului pgz0P e DE LA ±0,3 K LA ±3 K.
domeniul de reglare a termostatului MCR 2000
Orez. 3.3.5. Unitate de termostat electronic MCR 2000
REGULATORI DE PULS
Îmbunătățirea calității controlului poziționarelor poate fi realizată prin conversia mărimii semnalului de ieșire Susîn durata impulsurilor de ieșire în raport cu perioada de repetare a acestora:
(3.3.4)
unde Г și este durata impulsului de control;
T k- perioada de repetare a pulsului (perioada de cuantizare).
Adică maximul Sus max (sau minim Sus mm) valorile tensiunii la ieșirea controlerului de poziție nu sunt generate pe toată perioada în care este prezentă nepotrivire e(t) parametru controlat, dar periodic. Acest lucru face posibilă implementarea oricărei legi de control cu un anumit grad de precizie dacă durata impulsului de control este proporțională cu combinația de componente P, I și D. Acest lucru se realizează folosind modularea lățimii impulsului (regulatoare PWM). Sensul modulării lățimii impulsului este de a converti nivelul semnalului de ieșire Susîn durata corespunzătoare a semnalului de ieșire (Fig. 3.3.6).
Cu legea P, regulatorul produce impulsuri în care este prezentă doar componenta proporțională a abaterii parametrului controlat (Fig. 3.3.7, A). La implementarea legii PI, controlerul PWM cu aspectul e(t)
3.6. Principiul modulării lățimii impulsului (PWM)
emite impulsuri, a căror durată crește treptat. Fiecare impuls conține atât o componentă proporțională (partea neumbrită a pulsului), cât și o componentă integrală (partea umbrită), care depinde de T și(Fig. 3.3.7, b).
Când controlați actuatorul unei supape cu trei căi sau al clapetei, sunt necesare două perechi de contacte. Când impulsurile de control sunt aplicate la prima pereche de contacte, mecanismul se mișcă într-o direcție, de exemplu, se deschide când se aplică impulsuri la a doua pereche, se închide.
Orez. 3.3.7. Implementarea legilor de control folosind regulatoare PWM:
A - P-regulator; b- controler PI
Dacă actuatorul are un senzor de poziție, atunci controlerul calculează semnalul de ieșire Susși mută supapa în poziția dorită (până când se potrivește Sus cu semnal senzor de poziţie). Astfel de regulatoare sunt uneori numite și poziționare.
Dacă nu există senzor de poziție, atunci controlerul calculează viteza medie de mișcare a supapei V av, care este apoi convertită în durata relativă a impulsului Г și. În acest caz, doar legea de reglementare a PI este implementată.
Un exemplu clasic de regulator de puls este regulatorul TRM 12 (Rusia). TRM 12 este un regulator PID cu un singur canal, cu trei poziții, care are o intrare pentru conectarea unui senzor și două ieșiri pentru actuatoare (Fig. 3.3.8). Tipul de senzor conectat (rezistență termică, termocuplu) și dispozitivele de ieșire (releu, optotranzistor, optosimistor) sunt determinate la comanda. Controlerul poate funcționa în două moduri: ca regulator PI atunci când controlează robinete cu poartă sau supape cu trei căi fără a ține cont de execuția acestora, sau ca regulator PID când controlează un sistem de încălzire-răcire.
Elementele de indicare și control ale regulatorului TRM 12 sunt prezentate în Fig. 3.3.9.
|
|
Orez. 3.3.8. Schema funcțională a regulatorului TRM 12
Un principiu similar de control al impulsurilor este utilizat în controlerele de temperatură REGIN, concepute pentru a menține o anumită temperatură prin modificarea puterii încălzitoarelor electrice. Reglarea puterii are loc prin schimbarea orei la care puterea maximă a încălzitorului este pornită și oprită. Sarcina este comutată folosind triacuri în momentul în care curentul și tensiunea de pe încălzitor sunt zero. Acest lucru reduce consumul de energie, elimină interferențele electromagnetice și crește timpul de funcționare.
1.9. Comenzi și indicații ale regulatorului TRM 12
Regulatoarele schimbă automat legea de control în funcție de proprietățile dinamice ale obiectului. La temperaturi care se schimbă rapid (de exemplu, la reglarea temperaturii aerului de alimentare), controlerele funcționează în modul de control PI cu o bandă proporțională fixă de 20 K și un timp de integrare de 6 minute. Pentru temperaturi care se schimbă lent (de exemplu, controlul temperaturii camerei), acestea funcționează în modul P-control cu o bandă proporțională fixă de 2 K.
Dacă consumul de energie al încălzitorului crește peste valoarea admisă, sarcina poate fi împărțită în mai multe etape. În acest scop, există blocuri auxiliare SLAV CT care controlează trepte suplimentare în modul pozițional ON/OFF. Caracteristicile tehnice ale regulatoarelor de temperatură pentru controlul încălzitoarelor REGIN sunt prezentate în tabel. 3.3.1, iar proiectarea este prezentată în Fig. 3.3.10.
Crearea plăcilor de bază cu un număr crescut de faze de putere a procesorului devine treptat un fel de competiție între producătorii de plăci de bază. De exemplu, destul de recent Gigabyte a produs plăci cu surse de alimentare cu procesor cu 12 faze, dar în plăcile pe care le produce acum, numărul de faze a crescut la 24. Dar este chiar necesar să folosim un număr atât de mare de faze de alimentare și de ce fac unele producătorii le măresc constant, încercând să Se poate dovedi în mod convingător că cu cât mai mult, cu atât mai bine, în timp ce alții se mulțumesc cu un număr mic de faze de putere? Poate că un număr mare de faze de alimentare a procesorului nu este altceva decât un truc de marketing conceput pentru a atrage atenția consumatorilor asupra produselor sale? În acest articol vom încerca să oferim un răspuns motivat la această întrebare și, de asemenea, să luăm în considerare în detaliu principiile de funcționare a surselor de alimentare cu comutație multifazică pentru procesoare și alte elemente ale plăcilor de bază (chipset-uri, memorie etc.).
Puțină istorie
După cum știți, toate componentele plăcilor de bază (procesor, chipset, module de memorie etc.) sunt alimentate de la o sursă de alimentare care este conectată la un conector special de pe placa de bază. Să vă reamintim că orice placă de bază modernă are un conector de alimentare ATX cu 24 de pini, precum și un conector de alimentare suplimentar cu 4 (ATX12V) sau 8 pini (EPS12V).
Toate sursele de alimentare generează o tensiune constantă cu o valoare nominală de ±12, ±5 și +3,3 V, cu toate acestea, este clar că diferitele microcircuite ale plăcii de bază necesită o tensiune constantă cu valori nominale diferite (și diferite microcircuite necesită tensiuni de alimentare diferite) și, prin urmare, se pune sarcina de a converti și stabiliza tensiunea constantă primită de la sursa de alimentare în tensiunea constantă necesară pentru a alimenta un anumit cip de pe placa de bază (conversie DC-DC). Pentru a face acest lucru, plăcile de bază folosesc convertoare de tensiune adecvate (convertoare), care reduc tensiunea nominală a sursei de alimentare la valoarea necesară.
Există două tipuri de convertoare DC-DC: liniare (analogice) și în impulsuri. Convertoarele liniare de tensiune nu se mai găsesc astăzi pe plăcile de bază. În aceste convertoare, tensiunea este redusă prin scăderea unei părți a tensiunii între elementele rezistive și disipând o parte din consumul de energie sub formă de căldură. Astfel de convertoare au fost echipate cu radiatoare puternice și au devenit foarte fierbinți. Cu toate acestea, odată cu creșterea puterii (și, în consecință, a curenților) consumați de componentele plăcilor de bază, convertoarele liniare de tensiune au fost forțate să fie abandonate, deoarece a existat o problemă cu răcirea lor. Toate plăcile de bază moderne folosesc convertoare DC-DC comutatoare, care se încălzesc mult mai puțin decât cele liniare.
Un convertor de tensiune DC cu comutare redusă pentru alimentarea unui procesor este adesea numit modul VRM (Voltage Regulation Module) sau VRD (Voltage Regulator Down). Diferența dintre VRM și VRD este că modulul VRD este amplasat direct pe placa de bază, în timp ce VRM este un modul extern instalat într-un slot special de pe placa de bază. În prezent, modulele VRM externe practic nu sunt găsite și toți producătorii folosesc module VRD. Cu toate acestea, numele VRM în sine a prins atât de mult rădăcini încât a devenit folosit în mod obișnuit și este acum folosit chiar pentru a se referi la modulele VRD.
Regulatoarele de tensiune de alimentare cu comutare utilizate pentru chipset-uri, memorie și alte microcircuite ale plăcii de bază nu au propriul nume specific, dar în ceea ce privește principiul lor de funcționare nu sunt diferite de VRD-uri. Singura diferență este numărul de faze de putere și tensiunea de ieșire.
După cum știți, orice convertor de tensiune este caracterizat de tensiunea de alimentare de intrare și de ieșire. În ceea ce privește tensiunea de alimentare de ieșire, aceasta este determinată de microcircuitul specific pentru care se folosește regulatorul de tensiune. Dar tensiunea de intrare poate fi fie de 5, fie de 12 V.
Anterior (pe vremea procesoarelor Intel Pentium III), regulatoarele de tensiune de comutare foloseau o tensiune de intrare de 5 V, dar ulterior producătorii de plăci de bază au început să folosească din ce în ce mai mult o tensiune de intrare de 12 V, iar în prezent toate plăcile folosesc tensiunea ca tensiune de intrare a regulatoarelor de tensiune de comutare. alimentare 12 V.
Principiul de funcționare al unui regulator de tensiune de comutare monofazat
Înainte de a trece la luarea în considerare a regulatoarelor de tensiune de comutare multifazate, să luăm în considerare principiul de funcționare al celui mai simplu regulator de tensiune de comutare monofazat.
Componentele unui regulator de tensiune de comutare
Convertorul de tensiune al sursei de alimentare cu comutare se bazează pe un controler PWM (controller PWM) - un comutator electronic care este controlat de un controler PWM și conectează și deconectează periodic sarcina la linia de tensiune de intrare, precum și un inductiv-capacitiv. Filtru LC pentru a netezi ondularea tensiunii de ieșire. PWM este o abreviere pentru Pulse Wide Modulation (Pulse Width Modulation, PWM). Principiul de funcționare al unui convertor de tensiune de reducere a impulsurilor este următorul. Controlerul PWM creează o secvență de impulsuri de tensiune de control. Un semnal PWM este o secvență de impulsuri de tensiune dreptunghiulare, care sunt caracterizate prin amplitudine, frecvență și ciclu de lucru (Fig. 1).
Orez. 1. Semnal PWM și principalele sale caracteristici
Ciclul de lucru al unui semnal PWM este raportul dintre perioada de timp în care semnalul este la un nivel ridicat și perioada semnalului PWM: = / T.
Semnalul generat de controlerul PWM este utilizat pentru a controla cheia electronică, care periodic, la frecvența semnalului PWM, conectează și deconectează sarcina la linia de alimentare de 12 V. Amplitudinea semnalului PWM trebuie să fie astfel încât să poată să fie folosit pentru a controla cheia electronică.
În consecință, la ieșirea cheii electronice, se observă o secvență de impulsuri dreptunghiulare cu o amplitudine de 12 V și o frecvență de repetiție egală cu frecvența impulsurilor PWM. Dintr-un curs de matematică știm că orice semnal periodic poate fi reprezentat ca o serie armonică (seria Fourier). În special, o secvență periodică de impulsuri dreptunghiulare de aceeași durată, atunci când este reprezentată ca o serie, va avea o componentă constantă invers proporțională cu ciclul de lucru al impulsurilor, adică direct proporțională cu durata acestora. Prin trecerea impulsurilor primite printr-un filtru low-pass (LPF) cu o frecvență de tăiere semnificativ mai mică decât rata de repetare a impulsurilor, această componentă constantă poate fi ușor izolată, obținându-se o tensiune constantă stabilă. Prin urmare, convertoarele de tensiune în impulsuri conțin și un filtru de joasă frecvență care netezește (rectifică) o secvență de impulsuri de tensiune dreptunghiulare. Schema bloc a unui astfel de convertor de tensiune cu scădere în impuls este prezentată în Fig. 2.
Orez. 2. Schema bloc a unei astfel de reduceri a impulsului
convertor de tensiune
Ei bine, acum să ne uităm mai detaliat la elementele unui convertor de tensiune de alimentare cu impulsuri reduse.
Cheie electronică și driver de control
Ca comutator electronic pentru comutarea convertoarelor de tensiune ale componentelor plăcii de bază, se folosesc întotdeauna o pereche de tranzistoare cu efect de câmp (MOSFET) cu canale n, conectate în așa fel încât drenul unui tranzistor să fie conectat la linia de alimentare de 12 V, sursa acestui tranzistor este conectată la punctul de ieșire și drenul celuilalt tranzistor, iar sursa celui de-al doilea tranzistor este legată la pământ. Tranzistoarele acestui comutator electronic (uneori numit întrerupător de alimentare) funcționează în așa fel încât unul dintre tranzistori este întotdeauna în starea deschisă, iar celălalt în starea închisă.
Pentru a controla comutarea tranzistoarelor MOSFET, semnalele de control sunt aplicate porților acestor tranzistoare. Semnalul de control al controlerului PWM este folosit pentru a comuta tranzistoarele MOSFET, dar acest semnal nu este furnizat direct la porțile tranzistoarelor, ci printr-un cip special numit driver MOSFET sau driver de fază de putere. Acest driver controlează comutarea tranzistoarelor MOSFET la o frecvență stabilită de controlerul PWM, furnizând tensiunile de comutare necesare porților tranzistoarelor.
Când tranzistorul conectat la linia de alimentare de 12 V este pornit, al doilea tranzistor, conectat prin drenajul său la sursa primului tranzistor, este oprit. În acest caz, linia de alimentare de 12 V este conectată la sarcină printr-un filtru anti-aliasing. Când tranzistorul conectat la linia de alimentare de 12 V este închis, al doilea tranzistor este deschis și linia de alimentare de 12 V este deconectată de la sarcină, dar sarcina este în acest moment conectată printr-un filtru de netezire la masă.
Filtru LC trece jos
Filtrul de netezire sau de joasă frecvență este un filtru LC, adică o inductanță conectată în serie cu sarcina și o capacitate conectată în paralel cu sarcina (Fig. 3).
Orez. 3. Schema unui convertor de tensiune a impulsurilor monofazate
După cum știți de la un curs de fizică, dacă la intrarea unui astfel de filtru LC este aplicat un semnal armonic de o anumită frecvență Uin (f), apoi tensiunea la ieșirea filtrului U out (f) depinde de reactanța inductanței (Z L = j2fC) si condensator Z c = 1/(j2fC). Coeficientul de transmisie al unui astfel de filtru este K(f) =(U out (f))/(U in (f)) poate fi calculată luând în considerare un divizor de tensiune format din rezistențe dependente de frecvență. Pentru un filtru descărcat obținem:
K(f) = Z c /(Z c + Z L)= 1/(1 – (2 f) 2 LC)
Sau, dacă introducem denumirea f0 = 2/, atunci obținem:
K(f) = 1/(1 – (f/f0) 2)
Din această formulă se poate observa că coeficientul de transmisie al unui filtru LC ideal descărcat crește la nesfârșit pe măsură ce se apropie de frecvență f0, și apoi, când f>f 0, scade proportional 1/f 2. La frecvențe joase (f
După cum sa menționat deja, netezirea impulsurilor de tensiune folosind un filtru LC este necesară, astfel încât frecvența de tăiere a filtrului f 0 = 2/ a fost semnificativ mai mic decât rata de repetiție a impulsurilor de tensiune. Această condiție vă permite să selectați capacitatea și inductanța necesară a filtrului. Cu toate acestea, să luăm o pauză de la formule și să încercăm să explicăm principiul filtrului într-un limbaj mai simplu.
În momentul în care întrerupătorul de alimentare este deschis (tranzistorul T1 este deschis, tranzistorul T2 este închis), energia de la sursa de intrare este transferată la sarcină prin inductanță L, în care se acumulează energie. Curentul care curge prin circuit nu se schimbă instantaneu, ci treptat, deoarece EMF care apare în inductanță împiedică schimbarea curentului. În același timp, se încarcă și condensatorul instalat în paralel cu sarcina.
După ce întrerupătorul de alimentare se închide (tranzistorul T 1 este închis, tranzistorul T 2 este deschis), curentul de la linia de tensiune de intrare nu curge în inductanță, dar conform legilor fizicii, fem indusă rezultată menține direcția anterioară a curentul. Adică, în această perioadă, curentul în sarcină provine de la elementul inductiv. Pentru ca circuitul să se închidă și curentul să circule către condensatorul de netezire și către sarcină, tranzistorul T 2 se deschide, asigurând un circuit închis și fluxul de curent de-a lungul căii inductanță - capacitate și sarcină - tranzistor T 2 - inductanță .
După cum sa menționat deja, folosind un astfel de filtru de netezire, puteți obține o tensiune de sarcină proporțională cu ciclul de lucru al impulsurilor de control PWM. Cu toate acestea, este clar că, cu această metodă de netezire, tensiunea de ieșire va avea o ondulație a tensiunii de alimentare în raport cu o valoare medie (tensiunea de ieșire) - Fig. 4. Cantitatea de ondulare a tensiunii la ieșire depinde de frecvența de comutare a tranzistorilor, de valoarea capacității și a inductanței.
Orez. 4. Ondularea de tensiune după netezire cu un filtru LC
Funcții de stabilizare a tensiunii de ieșire și controler PWM
După cum sa menționat deja, tensiunea de ieșire depinde (pentru o anumită sarcină, frecvență, inductanță și capacitate) de ciclul de lucru al impulsurilor PWM. Deoarece curentul prin sarcină se modifică dinamic, apare problema stabilizării tensiunii de ieșire. Acest lucru se face după cum urmează. Controlerul PWM, care generează semnale de comutare a tranzistorului, este conectat la sarcină printr-o buclă de feedback și monitorizează constant tensiunea de ieșire la sarcină. În interiorul controlerului PWM este generată o tensiune de alimentare de referință, care ar trebui să fie prezentă la sarcină. Controlerul PWM compară constant tensiunea de ieșire cu cea de referință și, dacă apare o nepotrivire U, atunci acest semnal de nepotrivire este utilizat pentru a modifica (ajusta) ciclul de funcționare al impulsurilor PWM, adică pentru a schimba ciclul de lucru al impulsurilor ~ U. În acest fel, tensiunea de ieșire este stabilizată.
Desigur, apare întrebarea: cum știe controlerul PWM despre tensiunea de alimentare necesară? De exemplu, dacă vorbim despre procesoare, atunci, după cum se știe, tensiunea de alimentare a diferitelor modele de procesoare poate fi diferită. În plus, chiar și pentru același procesor, tensiunea de alimentare se poate modifica dinamic în funcție de sarcina sa curentă.
Controlerul PWM învață despre tensiunea nominală de alimentare necesară prin semnalul VID (Voltage Identifier). Pentru procesoarele moderne Intel Core i7 care acceptă specificația de putere VR 11.1, semnalul VID este de 8 biți, iar pentru procesoarele vechi care sunt compatibile cu specificația VR 10.0, semnalul VID a fost de 6 biți. Semnalul VID pe 8 biți (o combinație de 0 și 1) vă permite să setați 256 de niveluri diferite de tensiune a procesorului.
Limitările unui regulator de tensiune de comutare monofazat
Circuitul regulator de tensiune de comutare monofazat pe care l-am considerat este simplu de implementat, dar are o serie de limitări și dezavantaje.
Dacă vorbim despre limitarea unui regulator de tensiune de comutare monofazat, aceasta constă în faptul că tranzistoarele MOSFET, inductoarele (chokes) și condensatorii au o limitare a curentului maxim care poate fi trecut prin ele. De exemplu, pentru majoritatea tranzistoarelor MOSFET care sunt utilizate în regulatoarele de tensiune de pe plăcile de bază, limita de curent este de 30 A. În același timp, procesoarele în sine, cu o tensiune de alimentare de aproximativ 1 V și un consum de putere de peste 100 W, consumă un curent de peste 100 A. Este clar că, dacă utilizați un regulator de tensiune de alimentare monofazat la o astfel de putere a curentului, atunci elementele sale se vor „arde”.
Dacă vorbim despre dezavantajul unui regulator de tensiune de comutare monofazat, acesta constă în faptul că tensiunea de alimentare de ieșire are ondulație, ceea ce este extrem de nedorit.
Pentru a depăși limitările curente ale regulatoarelor de tensiune de comutare, precum și pentru a minimiza ondularea tensiunii de ieșire, sunt utilizate regulatoare de tensiune de comutare multifazice.
Regulatoare de tensiune cu comutare multifazate
În regulatoarele de tensiune cu comutare multifazică, fiecare fază este formată dintr-un driver care controlează comutarea tranzistoarelor MOSFET, o pereche de tranzistoare MOSFET în sine și un filtru LC de netezire. În acest caz, se utilizează un controler PWM multicanal, la care sunt conectate mai multe faze de putere în paralel (Fig. 5).
Orez. 5. Schema bloc a unui regulator de tensiune de comutare multifazic
Utilizarea unui regulator de tensiune de alimentare cu fază N vă permite să distribuiți curentul în toate fazele și, prin urmare, curentul care curge prin fiecare fază va fi în N ori mai puțin decât curentul de sarcină (în special, procesorul). De exemplu, dacă utilizați un regulator de tensiune de alimentare a procesorului cu 4 faze cu o limită de curent de 30 A în fiecare fază, atunci curentul maxim prin procesor va fi de 120 A, ceea ce este suficient pentru majoritatea procesoarelor moderne. Cu toate acestea, dacă sunt utilizate procesoare cu un TDP de 130 W sau se presupune posibilitatea de overclockare a procesorului, atunci este recomandabil să folosiți nu un regulator de tensiune de comutare cu 4 faze, ci un regulator de comutare cu 6 faze a tensiunii de alimentare a procesorului, sau să utilizați bobine, condensatoare și tranzistoare MOSFET proiectate pentru un curent mai mare în fiecare fază de putere.
Pentru a reduce ondularea tensiunii de ieșire în regulatoarele de tensiune multifazate, toate fazele funcționează sincron cu sincronizarea s m deplasare unul față de celălalt. Dacă T este perioada de comutare a MOSFET-urilor (perioada semnalului PWM) și este utilizat N faze, atunci va fi decalajul de timp pentru fiecare fază T/N(Fig. 6). Controlerul PWM este responsabil pentru sincronizarea semnalelor PWM pentru fiecare fază cu o schimbare de timp.
Orez. 6. Schimbări de timp ale semnalelor PWM într-un regulator de tensiune multifazic
Ca urmare a faptului că toate fazele funcționează în timp s m se deplasează unul față de celălalt, pulsațiile tensiunii de ieșire și ale curentului în fiecare fază vor fi, de asemenea, deplasate de-a lungul axei timpului unul față de celălalt. Curentul total care trece prin sarcină va fi suma curenților din fiecare fază, iar ondulațiile de curent rezultate vor fi mai mici decât ondulațiile de curent din fiecare fază (Fig. 7).
Orez. 7. Curent pe fază
și curentul de sarcină rezultat
într-un regulator de tensiune trifazat
Deci, principalul avantaj al regulatoarelor de tensiune de alimentare cu comutare multifazată este că permit, în primul rând, să depășească limitarea curentului și, în al doilea rând, să reducă ondularea tensiunii de ieșire cu aceeași capacitate și inductanță a filtrului de netezire.
Circuite regulatoare de tensiune polifazate discrete și tehnologie DrMOS
După cum am observat deja, fiecare fază de putere este formată dintr-un driver de control, două tranzistoare MOSFET, un inductor și un condensator. În acest caz, un controler PWM controlează simultan mai multe faze de putere. Din punct de vedere structural, pe plăcile de bază, toate componentele de fază pot fi discrete, adică există un cip driver separat, două tranzistoare MOSFET separate, un inductor și un condensator separat. Această abordare discretă este folosită de majoritatea producătorilor de plăci de bază (ASUS, Gigabyte, ECS, AsRock etc.). Cu toate acestea, există o abordare ușor diferită, când în loc să folosiți un cip driver separat și două tranzistoare MOSFET, este utilizat un cip care combină atât tranzistoarele de putere, cât și driverul. Această tehnologie a fost dezvoltată de Intel și se numește DrMOS, ceea ce înseamnă literalmente Driver + MOSFET. În mod firesc, se folosesc și condensatoare și șocuri separate, iar un controler PWM cu mai multe canale este folosit pentru a controla toate fazele.
În prezent, tehnologia DrMOS este folosită doar pe plăcile de bază MSI. Este destul de dificil să vorbim despre avantajele tehnologiei DrMOS în comparație cu metoda tradițională discretă de organizare a fazelor de putere. Aici, mai degrabă, totul depinde de cipul DrMOS specific și de caracteristicile acestuia. De exemplu, dacă vorbim despre noi plăci MSI pentru procesoarele din familia Intel Core i7, acestea folosesc cipul Renesas R2J20602 DrMOS (Fig. 8). De exemplu, placa MSI Eclipse Plus folosește un regulator de tensiune a procesorului cu 6 faze (Fig. 9) bazat pe un controler PWM Intersil ISL6336A cu 6 canale (Fig. 10) și cipuri Renesas R2J20602 DrMOS.
Orez. 8. Cip DrMOS Renesas R2J20602
Orez. 9. Regulator de tensiune procesor cu șase faze
bazat pe controlerul PWM cu 6 canale Intersil ISL6336A
și cipurile Renesas R2J20602 DrMOS pe placa MSI Eclipse Plus
Orez. 10. Controler PWM cu șase canale
Intersil ISL6336A
Cipul Renesas R2J20602 DrMOS suportă frecvențe de comutare a tranzistorului MOSFET de până la 2 MHz și se caracterizează printr-o eficiență foarte ridicată. Cu o tensiune de intrare de 12 V, o tensiune de ieșire de 1,3 V și o frecvență de comutare de 1 MHz, eficiența sa este de 89%. Limita de curent este de 40 A. Este clar că cu o sursă de alimentare cu procesor în șase faze este prevăzută o rezervă de curent de cel puțin două ori pentru cipul DrMOS. Cu o valoare reală a curentului de 25 A, consumul de energie (eliberat sub formă de căldură) al cipului DrMOS în sine este de doar 4,4 W. De asemenea, devine evident că atunci când utilizați cipuri DrMOS Renesas R2J20602, nu este nevoie să folosiți mai mult de șase faze în regulatoarele de tensiune ale procesorului.
Intel, în placa sa de bază Intel DX58S0 bazată pe chipset-ul Intel X58 pentru procesoarele Intel Core i7, folosește și un regulator de tensiune al procesorului în 6 faze, dar discret. Pentru a controla fazele de putere, se folosește un controler PWM cu 6 canale ADP4000 de la On Semiconductor, iar cipurile ADP3121 sunt folosite ca drivere MOSFET (Fig. 11). Controlerul ADP4000 PWM acceptă o interfață PMBus (Power Manager Bus) și capacitatea de a fi programat să funcționeze în moduri cu 1, 2, 3, 4, 5 și 6 faze cu posibilitatea de a comuta numărul de faze în timp real. În plus, folosind interfața PMBus, puteți citi valorile curente ale curentului procesorului, tensiunea și consumul de energie. Nu putem decât să regretăm că Intel nu a implementat aceste capacități ale cipului ADP4000 în utilitarul de monitorizare a sănătății procesorului.
Orez. 11. Regulator de tensiune procesor cu șase faze
bazat pe controlerul ADP4000 PWM și driverele MOSFET ADP3121
pe placa Intel DX58S0 (două faze de alimentare prezentate)
De asemenea, rețineți că în fiecare fază de putere se folosesc tranzistori MOSFET de putere NTMFS4834N de la On Semiconductor cu o limitare de curent de 130 A. Este ușor de ghicit că, cu astfel de limitări de curent, tranzistoarele de putere în sine nu sunt blocajul fazei de putere. În acest caz, limitarea curentului asupra fazei de putere este impusă de inductor. Circuitul regulator de tensiune luat în considerare utilizează șocuri PA2080.161NL de la PULSE cu o limitare de curent de 40 A, dar este clar că, chiar și cu o astfel de limitare de curent, șase faze de putere a procesorului sunt suficiente și există o marjă mare pentru overclockarea extremă a procesorul.
Tehnologia de comutare dinamică a fazelor
Aproape toți producătorii de plăci de bază folosesc în prezent tehnologie pentru comutarea dinamică a numărului de faze de alimentare a procesorului (vorbim despre plăci de bază pentru procesoarele Intel). De fapt, această tehnologie nu este deloc nouă și a fost dezvoltată de Intel cu destul de mult timp în urmă. Cu toate acestea, așa cum se întâmplă adesea, atunci când această tehnologie a apărut, s-a dovedit a fi nerevendicată de piață și a rămas în depozit pentru o lungă perioadă de timp. Și numai atunci când ideea reducerii consumului de energie al computerelor a pus stăpânire în mintea dezvoltatorilor, aceștia și-au amintit despre comutarea dinamică a fazelor de putere ale procesorului. Producătorii de plăci de bază încearcă să treacă această tehnologie drept a lor și să vină cu diferite nume pentru ea. De exemplu, Gigabyte îl numește Advanced Energy Saver (AES), ASRock îl numește Intelligent Energy Saver (IES), ASUS îl numește EPU și MSI îl numește Active Phase Switching (APS). Cu toate acestea, în ciuda varietății de nume, toate aceste tehnologii sunt implementate exact în același mod și, desigur, nu sunt proprietare. Mai mult, capacitatea de a comuta fazele de alimentare a procesorului este inclusă în specificația Intel VR 11.1 și toate controlerele PWM compatibile cu specificația VR 11.1 o acceptă. De fapt, producătorii de plăci de bază nu au de ales aici. Acestea sunt fie controlere Intersil PWM (de exemplu, controler PWM Intersil ISL6336A cu 6 canale) fie controlere PWM On Semiconductor (de exemplu, controler PWM cu 6 canale ADP4000). Controllerele de la alte companii sunt folosite mai rar. Atât controlerele Intersil, cât și On Semiconductor, compatibile cu specificația VR 11.1, acceptă comutarea dinamică a fazei de putere. Singura întrebare este cum folosește producătorul plăcii de bază capabilitățile controlerului PWM.
În mod firesc, se pune întrebarea: de ce tehnologia de comutare dinamică a fazelor de putere este numită economisire a energiei și care este eficiența utilizării acesteia?
Luați în considerare, de exemplu, o placă de bază cu un regulator de tensiune a procesorului cu 6 faze. Dacă procesorul nu este foarte încărcat, ceea ce înseamnă că curentul pe care îl consumă este mic, este foarte posibil să te descurci cu două faze de putere, dar nevoia de șase faze apare atunci când procesorul este puternic încărcat, când curentul pe care îl consumă ajunge. valoarea sa maximă. Într-adevăr, este posibil să ne asigurăm că numărul de faze de putere implicate corespunde curentului consumat de procesor, adică astfel încât fazele de putere să fie comutate dinamic în funcție de sarcina procesorului. Dar nu este mai ușor să folosești toate cele șase faze de putere la orice curent de procesor? Pentru a răspunde la această întrebare, trebuie să țineți cont de faptul că orice regulator de tensiune în sine consumă o parte din electricitatea pe care o convertește, care este eliberată sub formă de căldură. Prin urmare, una dintre caracteristicile unui convertor de tensiune este eficiența acestuia, sau eficiența energetică, adică raportul dintre puterea transmisă la sarcină (la procesor) și puterea consumată de regulator, care constă în puterea consumată de sarcina și puterea consumată de regulatorul însuși. Eficiența energetică a regulatorului de tensiune depinde de valoarea curentă a curentului procesorului (sarcina acestuia) și de numărul de faze de putere implicate (Fig. 12).
Orez. 12. Dependența de eficiență (eficiență) energetică a regulatorului de tensiune
pe curentul procesorului pentru un număr diferit de faze de putere
Dependența eficienței energetice a regulatorului de tensiune de curentul procesorului cu un număr constant de faze de putere este următoarea. Inițial, pe măsură ce curentul de sarcină (procesor) crește, eficiența regulatorului de tensiune crește liniar. În continuare, se atinge valoarea maximă a eficienței, iar odată cu o creștere suplimentară a curentului de sarcină, eficiența scade treptat. Principalul lucru este că valoarea curentului de sarcină la care se atinge valoarea maximă a eficienței depinde de numărul de faze de putere și, prin urmare, dacă utilizați tehnologia de comutare dinamică a fazelor de putere, eficiența regulatorului de tensiune de alimentare poate să fie întotdeauna menținut la cel mai înalt nivel posibil.
Comparând dependența eficienței energetice a regulatorului de tensiune de curentul procesorului pentru diferite numere de faze de putere, putem concluziona: la un curent scăzut al procesorului (cu sarcină scăzută a procesorului), este mai eficient să folosiți un număr mai mic de faze de putere. În acest caz, mai puțină energie va fi consumată de regulatorul de tensiune în sine și eliberată sub formă de căldură. La valori mari ale curentului procesorului, utilizarea unui număr mic de faze de putere duce la o scădere a eficienței energetice a regulatorului de tensiune. Prin urmare, în acest caz este optim să folosiți un număr mai mare de faze de putere.
Din punct de vedere teoretic, utilizarea tehnologiei pentru comutarea dinamică a fazelor de putere a procesorului ar trebui, în primul rând, să reducă consumul total de energie al sistemului și, în al doilea rând, disiparea căldurii pe regulatorul de tensiune de alimentare în sine. În plus, potrivit producătorilor de plăci de bază, această tehnologie poate reduce consumul de energie al sistemului cu până la 30%. Desigur, 30% este un număr scos din aer. În realitate, tehnologia de comutare dinamică a fazelor de putere permite reducerea consumului total de energie al sistemului cu cel mult 3-5%. Cert este că această tehnologie vă permite să economisiți energie electrică, consumată doar de regulatorul de tensiune de alimentare în sine. Cu toate acestea, principalii consumatori de energie electrică dintr-un computer sunt procesorul, placa video, chipsetul și memoria, iar pe fondul consumului total de energie al acestor componente, consumul de energie al regulatorului de tensiune în sine este destul de mic. Prin urmare, indiferent de modul în care optimizați consumul de energie al regulatorului de tensiune, este pur și simplu imposibil să obțineți economii semnificative.
Trucuri de marketing ale producătorilor
Producătorii de plăci de bază fac tot posibilul pentru a atrage atenția cumpărătorilor asupra produselor lor și pentru a-i motiva să demonstreze că sunt mai buni decât concurenții lor! Unul dintre aceste trucuri de marketing este creșterea fazelor de putere ale regulatorului de tensiune al procesorului. Dacă mai devreme erau folosite regulatoare de tensiune în șase faze pe plăcile de bază de top, acum folosesc 10, 12, 16, 18 și chiar 24 de faze. Este într-adevăr necesar să existe atât de multe faze de putere sau este doar un truc de marketing?
Desigur, regulatoarele de tensiune de alimentare multifazate au avantajele lor incontestabile, dar există o limită rezonabilă pentru tot. De exemplu, așa cum am observat deja, un număr mare de faze de putere permite utilizarea componentelor (MOSFET-uri, bobine și condensatoare) concepute pentru curent scăzut în fiecare fază de putere, care sunt în mod natural mai ieftine decât componentele cu limitare mare a curentului. Cu toate acestea, acum toți producătorii de plăci de bază folosesc condensatoare polimerice în stare solidă și bobine cu miez de ferită, care au o limitare de curent de cel puțin 40 A. Tranzistoarele MOSFET au, de asemenea, o limitare de curent de cel puțin 40 A (și recent a existat o tendință pentru a trece la tranzistoare MOSFET cu o limită de curent de 75 A). Este clar că, cu astfel de restricții de curent pe fiecare fază a valului, este suficient să folosiți șase faze de putere. Un astfel de regulator de tensiune este teoretic capabil să furnizeze un curent de procesor de peste 200 A și, prin urmare, un consum de energie mai mare de 200 W. Este clar că chiar și în modul de overclocking extrem este aproape imposibil să se obțină astfel de valori de curent și consum de energie. Deci, de ce producătorii produc regulatoare de tensiune cu 12 faze sau mai multe, dacă un regulator de tensiune cu șase faze poate furniza și putere procesorului în orice mod de funcționare?
Dacă comparăm regulatoarele de tensiune cu 6 și 12 faze, atunci teoretic, atunci când se utilizează tehnologia de comutare dinamică a fazelor de putere, eficiența energetică a unui regulator de tensiune cu 12 faze va fi mai mare. Cu toate acestea, diferența de eficiență energetică va fi observată doar la curenți mari de procesor, care sunt de neatins în practică. Dar chiar dacă este posibil să se obțină o valoare de curent atât de mare la care eficiența energetică a regulatoarelor de tensiune cu 6 și 12 faze va diferi, atunci această diferență va fi atât de mică încât poate fi ignorată. Prin urmare, pentru toate procesoarele moderne cu un consum de energie de 130 W, chiar și în modul de overclocking extrem, este suficient un regulator de tensiune în 6 faze. Utilizarea unui regulator de tensiune cu 12 faze nu oferă niciun avantaj chiar și atunci când se utilizează tehnologia de comutare dinamică a fazelor de putere. De ce producătorii au început să producă regulatoare de tensiune cu 24 de faze este o ghicire de oricine. Aparent, nu există bun simț în asta, ei speră să impresioneze utilizatorii analfabeti din punct de vedere tehnic pentru care „cu cât mai mulți, cu atât mai bine”.
Apropo, ar fi de remarcat faptul că astăzi nu există controlere PWM cu 12 și mai ales 24 de canale care să controleze fazele de putere. Numărul maxim de canale în controlerele PWM este de șase. În consecință, atunci când se folosesc regulatoare de tensiune cu mai mult de șase faze, producătorii sunt nevoiți să instaleze mai multe controlere PWM care funcționează sincron. Să ne amintim că semnalul de control PWM din fiecare canal are o anumită întârziere în raport cu semnalul PWM din alt canal, dar aceste decalaje de timp ale semnalelor sunt implementate într-un controler. Se dovedește că atunci când se utilizează, de exemplu, două controlere PWM cu 6 canale pentru a organiza un regulator de tensiune cu 12 faze, fazele de putere controlate de un controler sunt combinate în perechi cu fazele de putere controlate de un alt controler. Adică, prima fază de putere a primului controler va funcționa sincron (fără decalaj de timp) cu prima fază de putere a celui de-al doilea controler. Cel mai probabil, fazele se vor schimba dinamic și în perechi. În general, rezultatul nu este un regulator de tensiune cu 12 faze „cinstit”, ci mai degrabă o versiune hibridă a unui regulator cu 6 faze cu două canale în fiecare fază.
Transcriere
1 95 Curs 0 REGULATORI DE TENSIUNE DE PULS Plan. Introducere. Regulatoare de comutare Buck 3. Regulatoare de comutare Boost 4. Regulatoare de comutare inversoare 5. Pierderi și eficiență ale regulatoarelor de comutare 6. Concluzii. Introducere Sursele de alimentare secundare construite după o schemă tradițională (transformator, redresor, filtru de netezire și stabilizator) au un design simplu și au un nivel scăzut de radiație electromagnetică. Cu toate acestea, disipă o putere semnificativă și au masă și dimensiuni mari. Dimensiunile mari ale unor astfel de surse se datorează faptului că tensiunea de alimentare are o frecvență scăzută de 50 Hz. Acest lucru duce la necesitatea utilizării transformatoarelor cu o secțiune transversală mare a miezului magnetic și la utilizarea unor condensatoare mari în filtrele de netezire. Aceste dezavantaje sunt, de asemenea, tipice pentru stabilizatorii liniari discutați în prelegerea anterioară. În special, eficiența unor astfel de stabilizatori nu depășește adesea 50%. Valorile scăzute ale eficienței stabilizatorilor liniari se datorează în primul rând faptului că puterea disipată de tranzistorul de control se dovedește a fi destul de mare, mai ales atunci când se stabilizează tensiuni joase. O eficiență semnificativ mai mare este asigurată de circuitele în care elementul de reglare este un întrerupător (întrerupător), care, cu o anumită perioadă de repetiție T, trece de la o stare închisă la una deschisă și înapoi. Tranzistoarele bipolare sau MOS sunt folosite ca comutatoare. Raportul dintre timpul stării deschise (închis) a cheii și perioada de repetiție T poate fi ajustat. Schimbând acest raport, putem regla pe scară largă tensiunea medie pe sarcină. Această metodă de control se numește modulație pe lățime a impulsurilor (modularea lățimii impulsului PWM). Un filtru trece-jos este conectat în serie cu comutatorul, netezind ondulația tensiunii de ieșire la o valoare acceptabilă. Astfel de circuite sunt numite regulatoare de comutare.
2 96 Principalele componente ale surselor de alimentare cu comutație sunt bobinele, condensatoarele, comutatoarele controlate și transformatoarele. Toate aceste componente au pierderi mici, ideal egale cu zero. Dacă rezistența comutatorului în stare închisă este scăzută, atunci eficiența sursei de impulsuri poate ajunge la 90% sau mai mult. Pierderile de energie într-un tranzistor folosit ca comutator apar în principal în timpul intervalului de comutare și sunt determinate de durata acestui interval. Prin urmare, cu cât proprietățile de frecvență ale tranzistorului sunt mai bune, cu atât eficiența regulatorului de comutare este mai mare. Să enumeram principalele avantaje ale PVEP-ului înaltă. 3. Capacitatea de a obține o tensiune de ieșire mai mare decât cea de intrare (regulatoare step-up). Sursele de impulsuri de alimentare secundară au făcut posibilă trecerea de la conversia energiei electrice la frecvențe joase la funcționarea la frecvențe de zeci și sute de kiloherți. Acest lucru a făcut posibilă reducerea semnificativă a dimensiunii și greutății transformatoarelor și a filtrelor de netezire. Apariția tranzistoarelor puternice de înaltă tensiune și a materialelor cu pierderi reduse pentru miezurile magnetice ale transformatoarelor de înaltă frecvență a făcut posibilă crearea surselor de impulsuri cu o intrare fără transformator. Cu o putere de ieșire de 00 W, astfel de surse pot avea o putere specifică care depășește 00 W/dm, în timp ce pentru PVES tradițional această cifră nu depășește 0 W/dm. Să indicăm principalele dezavantaje ale surselor pulsate. Tensiunile și curenții sunt pulsați în natură. Acest lucru poate duce la interferențe de înaltă frecvență în sarcină și în rețeaua externă. Pentru a reduce nivelul de zgomot, este necesar să folosiți filtre anti-aliasing, ecranare atentă etc. Regulatorul de comutare și circuitul de control al comutatorului formează un sistem de feedback. Sunt necesare măsuri speciale pentru a asigura stabilitatea regulatorului. 3. Sursele de comutare, inclusiv regulatoarele de comutare, sunt mai scumpe și necesită mai mult timp de dezvoltare. Circuitele de alimentare cu comutare se disting printr-o mare varietate de principii de proiectare. Vom dedica mai multe prelegeri luării în considerare a unor astfel de surse. Să luăm în considerare mai întâi circuitele de bază ale regulatoarelor de comutare.
3 97. Regulator de comutare Buck Circuitul regulatorului Buck este prezentat în Fig. 0.. Fig. 0. Elementul de reglare este un întrerupător, prezentat în diagramă ca o cheie. Inductorul și condensatorul C formează un filtru de netezire. Frecvența de comutare a comutatorului trebuie să fie mare pentru a asigura o ondulare scăzută a tensiunii de ieșire. Poate atinge sute de kiloherți și unități de megaherți. Creșterea frecvenței de comutare poate reduce semnificativ greutatea și dimensiunile filtrului anti-aliasing. Să luăm în considerare procesele electromagnetice din circuitul din Fig. 0., care apar în intervalul T. Când întrerupătorul este închis, curentul inductorului crește și energia se acumulează în câmpul magnetic al inductorului. Când comutatorul este deschis, curentul inductorului este închis prin dioda deschisă VD. Energia acumulată în câmpul magnetic al inductorului este cheltuită pentru a menține o tensiune de ieșire constantă. Să luăm în considerare modul în care curentul inductorului se modifică în timpul intervalului de comutare al comutatorului T. Vom presupune că capacitatea condensatorului de netezire este foarte mare, astfel încât tensiunea de ieșire este constantă. Modul de funcționare al circuitului depinde de starea cheii. Să notăm t și timpul în care cheia este închisă. Să considerăm următoarele intervale de timp: Interval 0 t. Cheia este închisă. Se aplică o tensiune inversă diodei și aceasta este închisă. Creșterea curentului la acest interval in out = t și i.. Intervalul t și T. Cheia este deschisă. Dioda este deschisă, iar curentul inductor este închis prin diodă și rezistența de sarcină R n. Creșterea curentului (T t) out și i =. Diagramele de timp ale tensiunilor și curenților regulatorului de impuls sunt prezentate în Fig. 0..
4 98 Fig. 0. Deoarece comutarea are loc periodic, modificarea totală a curentului în intervalul de timp T este zero: i = i T în și afară + i = = Din această relație rezultă că tensiunea de ieșire t 0.
5 99 t out = și in = D in. (0.) T t Aici D = și ciclu de funcționare al impulsului. T Egalitatea (0.) se numește caracteristica de control a unui regulator de impuls. Astfel, tensiunea de ieșire a regulatorului de comutare este proporțională cu ciclul de lucru al impulsurilor comutatorului. Din moment ce D<, выходное напряжение всегда меньше входного. Поэтому такой регулятор называют понижающим. Величиной выходного напряжения можно управлять, изменяя коэффициент заполнения импульсов D. Такой процесс управления называется широтно-импульсной модуляцией (ШИМ). Она широко применяется не только в импульсных источниках питания, но и в других устройствах. Формула (0.) справедлива, если ток i (t) на интервале 0 T не обращается в нуль. Такой режим называют режимом непрерывного тока. Если ток дросселя в течение какого-либо промежутка времени на интервале 0 T обращается в нуль, то имеет место режим прерывистого тока. Поскольку емкость конденсатора конечна, выходное напряжение будет пульсирующим. Определим, как влияют на амплитуду пульсаций значения индуктивности и емкости сглаживающего фильтра. При оценке величины пульсаций выходного напряжения для упрощения анализа примем, что индуктивность дросселя; ток дросселя при этом имеет форму прямоугольных импульсов (рис. 0.3). Среднее значение тока () I ср = D I. Рис. 0.3 Если емкость конденсатора достаточно велика, его сопротивление на частоте первой и высших гармоник значительно меньше сопротивления нагрузки: ωc 6 00 În acest caz, putem presupune că componenta alternativă a curentului este închisă prin condensator. Formele aproximative ale curbelor de tensiune u C (t) și curent i C (t) sunt prezentate în Fig. Creșterea tensiunii u C Fig. 0,4 DT DT () (D) DT u = I dt = D I dt = I. C C C av 0 0 Din expresia rezultată rezultă că amplitudinea ondulaţiei tensiunii de ieşire nu depinde de valoarea medie a acesteia. Pentru a reduce amplitudinea ondulației tensiunii de ieșire, este necesar ca condiția C (D) DT I. u C să fie îndeplinită În mod similar, se poate demonstra că amplitudinea ondulației curentului scade dacă inductanța inductorului (D). ) DT N. i C 7 0 În stare staționară, mărimea ondulației curentului nu depinde de valoarea medie a acestuia. 3. Regulator de comutare amplificator Circuitul unui regulator de comutare amplificator este prezentat în Fig. Când întrerupătorul este închis, dioda este închisă și tensiunea de intrare este aplicată inductorului. Folosind ipotezele adoptate în paragraful anterior, vom determina modificarea curentului inductorului pe intervalul 0 t și intrarea i = t și. (0.) După deschiderea comutatorului, dioda se va deschide și se va forma un circuit în serie. Energia stocată în inductor este transferată la ieșirea circuitului. În acest caz, curentul inductor scade. Modificarea curentului pe intervalul t și T ()(T t) de intrare și i =. (0,3) Fig. 0.5 Deoarece valoarea medie a curentului rămâne neschimbată, modificarea totală a curentului în intervalul T este zero: i + i = 0. Înlocuind formulele (0.) și (0.3) în ultima egalitate, obținem caracteristica de control a circuitul prezentat în fig. 0,5: = D out in. 8 0 Când D > 0,5 tensiunea de ieșire depășește intrarea. Prin urmare, regulatorul din fig. 0,5 se numește crescător. Mărimea tensiunii de ieșire poate fi controlată prin modificarea ciclului de lucru al impulsului D. La fel ca în convertorul buck, amplitudinea ondulației curentului din circuitul din Fig. 0,3 nu depinde de valoarea sa medie. 4. Regulator de impuls inversor Circuitul regulatorului de inversare este prezentat în Fig. Împărțiți ciclul de conversie în două cicluri. În timpul primului ciclu, cu comutatorul închis, curentul circulă în circuitul format din sursa de tensiune de intrare, întrerupător și inductor. În același timp, energia este stocată în accelerație. Când întrerupătorul se deschide, energia stocată în inductor este transferată la condensator și rezistența de sarcină. Orez. 0.6 Să determinăm caracteristica de reglare a circuitului din Fig. Presupunem că în timpul fiecărui ciclu tensiunea este constantă, iar curentul inductorului se modifică liniar. Când cheia este închisă, i =. tand Aici t este intervalul în care comutatorul este închis, i este incrementul curent în acest interval. Când cheia este deschisă, iese i =. T ti Aici i este modificarea curentului pe intervalul T ti. Valoarea curentă medie pe ciclu de conversie ar trebui să rămână neschimbată. Prin urmare, modificarea totală a curentului pe intervalul T i + i = 0. Caracteristica de control a unui regulator de impuls inversor 9 03 D =. D out in 5. Pierderi și eficiență ale regulatoarelor de comutare Comutatorul este una dintre principalele surse de pierderi în sursele de alimentare în comutație. În funcție de topologia convertorului, comutatorul reprezintă 40 până la 50% din pierderile totale. Curbele de tensiune și curent în comutatorul unui convertor de impuls descendente sunt prezentate în Fig. Un tranzistor MOS este utilizat ca comutator. Orez. 0.7 Cifra romană I indică intervalele de timp corespunzătoare închiderii și deschiderii cheii. Numărul II indică intervalul corespunzător stării închise a cheii. După cum rezultă din Fig. 0.7, cea mai mare parte a pierderilor din comutator constă din pierderi de conducție și pierderi de comutare. Pentru a reduce pierderile de conductivitate, ei încearcă să minimizeze tensiunea la întrerupătorul închis. Un alt element care contribuie semnificativ la pierderea totală este dioda. Graficul curentului diodei pe intervalul de comutare este prezentat în Fig. 0,8. 10 04 Fig. 0,8 Ponderea principală a pierderilor într-o diodă sunt pierderile datorate conductivității electrice și recuperării inverse. Pierderile asociate cu trecerea curentului invers prin diodă în timpul intervalului de recuperare inversă pot fi semnificative. Curentul invers al diodei poate provoca un curent de pornire în comutator, ceea ce va duce la pierderi suplimentare. Pentru a reduce pierderile, se folosesc diode Schottky, care au o tensiune directă mai mică. O altă modalitate de a reduce pierderile este înlocuirea diodei cu un tranzistor MOS. Efectul înlocuirii este că rezistența pe canal a MOSFET este foarte scăzută. Impulsurile de control sunt aplicate porților tranzistoarelor MOS, astfel încât tranzistorul inferior să se deschidă numai după ce tranzistorul superior este complet închis. Acest control al comutatoarelor MOS imită funcționarea unei diode și se numește control sincron. Să determinăm aproximativ pierderile în regulatorul de comutare descendente prezentat în Fig. 0.. Acest lucru va face posibilă evaluarea influenței parametrilor controlerului asupra cantității de pierdere de eficiență a circuitului luat în considerare. Pentru a simplifica calculele, vom accepta următoarele ipoteze. Vom considera caracteristica curent-tensiune a comutatorului ca fiind liniară pe bucăți (Fig. 0.9). În starea închisă, curentul cheii este zero, iar în starea deschisă, cheia are o rezistență egală cu R incl. Rezistența comutatorului în stare deschisă nu depinde de curentul prin acesta. Orez. 0,9 Fig. 0,0 11 05. Vom considera, de asemenea, caracteristica curent-tensiune a diodei ca fiind liniară pe bucăți (Fig. 0.0). Valoarea 0 determină tensiunea de prag la care apare curentul de diodă vizibil. Rezistența de stare a diodei este R D. 3. Să presupunem că inductanța inductorului este infinită. Aceasta înseamnă că curentul în comutator și diodă atunci când sunt deschise este constant. Luând în considerare ipotezele acceptate, vom determina pierderile în regulatorul de comutare step-down. Ele constau din pierderi de conducție și pierderi de comutare. (D) + R I (D) R I P deschis = Rcl DI n + I n 0 D n + altele n. În ultima expresie I n este curentul de sarcină. Pierderile la comutare sunt egale cu puterea medie disipată în comutator în timpul pornirii și opririi acestuia. Evaluarea analitică a pierderilor de comutare este asociată cu mari dificultăți, deoarece curbele de curenți și tensiuni la închiderea și deschiderea unui comutator au o formă complexă. Să presupunem că curentul se modifică liniar atunci când comutatorul este închis și deschis. În această ipoteză, pierderi de comutare egale cu puterea medie disipată în comutator, P per = T t t 4 i dt + () în n i dt = I t + t in in in on off. t T t 3 T Expresiile rezultate arată că pierderile regulatorului de comutare descendente sunt mai mici dacă ciclul de lucru al impulsului este aproape de unitate. Într-un mod similar, puteți estima pierderile într-un regulator cu comutare de impuls. 6. Concluzii. Sursele de alimentare secundare construite conform schemei tradiționale (transformator, redresor, filtru de netezire și stabilizator) disipează o putere semnificativă, au masă și dimensiuni mari, iar eficiența semnificativ mai mare este asigurată de sursele de impulsuri, în care elementul de reglare este un comutator (comutator), care comută cu o anumită perioadă de repetare T. 12 06 3. Principalele componente ale surselor de alimentare în comutație sunt elemente cu pierderi reduse: bobine, condensatoare, întrerupătoare controlate și transformatoare. 4. Sursele de alimentare secundare cu impulsuri funcționează la frecvențe de zeci și sute de kiloherți. Acest lucru a făcut posibilă reducerea semnificativă a dimensiunii și greutății transformatoarelor și a filtrelor de netezire. 105 Cursul 11 CONVERTORE DE IMPULS CU SEPARARE GALVANICĂ A INTRARII ȘI IEȘIRILOR Plan 1. Introducere. Convertoare directe 3. Convertor Flyback 4. Redresare sincronă 5. Corectori 5 Curs 2 INVERTOARE Plan. Introducere 2. Push-pull inverter 3. Bridge inverter 4. Metode de generare a tensiunii sinusoidale 5. Invertoare trifazate 6. Concluzii. Introducere Dispozitive invertor, 75 Cursul 8 RECTIFICATORE (CONTINUARE) Plan 1. Introducere 2. Redresor controlat pe jumătate de undă 3. Redresoare controlate cu undă completă 4. Filtre de netezire 5. Pierderi și eficiență ale redresoarelor 6. Castro M.Yu., Lukin A.V., Malyshkov G.M. TRANZITUL ENERGIEI PIERDERE LA COMUTARE LA ÎNCĂRCARE Circuitele formate din elemente pasive și neliniare (LD) și care permit reducerea pierderilor prin comutare sunt adesea numite Curs 7 RECTIFICATORE Plan 1. Surse secundare de alimentare 2. Redresor cu semi-unda 3. Redresoare cu unda intreaga 4. Redresoare trifazate 67 1. Surse secundare de alimentare Surse 9. Comutarea surselor de alimentare. Modularea lățimii impulsului. În lumea modernă a tehnologiei, cu tendința spre miniaturizare și eficiență, sursele de alimentare în comutație au devenit larg răspândite Fundamentele funcționării electronicii convertizorului Redresoare și invertoare RECTIFICATORE PE DIODE Indicatorii tensiunii redresate sunt în mare măsură determinate atât de circuitul de redresare, cât și de cel utilizat. 84 Cursul 9 STABILIZATORI DE TENSIUNE Plan 1. Introducere 2. Stabilizatori parametrici 3. Stabilizatori de compensare 4. Stabilizatori integrali de tensiune 5. Concluzii 1. Introducere Pentru operarea electronicelor 165 Curs 17 SUPPRESIA INTERFERENȚEI ELECTROMAGNETICE Plan 1. Introducere 2. Surse de interferență electromagnetică 3. Metode de suprimare a interferențelor electromagnetice 4. Concluzii 1. Introducere Comutarea surselor de alimentare secundare Invenția se referă la inginerie electrică și este destinată implementării unor convertoare de tensiune rezonante de înaltă frecvență cu tranzistori reglabili puternice, ieftine și eficiente pentru diverse aplicații, 63. Studiu redresoare monofazate Scopul lucrării:. Studiul proiectării și principiului de funcționare a redresoarelor monofazate. 2. Determinarea caracteristicilor exterioare ale redresoarelor. Echipament necesar: Modular Lucrări de laborator 5.3 CERCETAREA RECTIFICATORULUI FULL-UNDE 5.3.1. Redresoare Redresoarele sunt folosite pentru a converti tensiunea de alimentare AC în DC. Scopul principal al redresorului CALCULUL RECTIFICATORILOR 1.1. Compoziția și parametrii principali ai redresoarelor electrice (EP) este proiectat să transforme curentul alternativ în curent continuu. În general, circuitul VP conține un transformator, supape, Subiect: Filtre anti-aliasing Plan 1. Filtre anti-aliasing pasive 2. Filtru anti-aliasing activ Filtre anti-aliasing pasive Filtru anti-aliasing activ-inductiv (R-L) Este o bobină Tema 16. Redresoare 1. Scopul și proiectarea redresoarelor Redresoarele sunt dispozitive utilizate pentru a transforma curentul alternativ în curent continuu. În fig. 1 prezintă schema bloc a redresorului, Soloviev I.N., Grankov I.E. INVERTOR INVARIANT DE ÎNCĂRCARE O sarcină presantă astăzi este asigurarea funcționării invertorului cu sarcini de diferite tipuri. Funcționarea invertorului cu sarcini liniare este suficientă 15.4. FILTRE DE NETEZIRE Filtrele de netezire sunt concepute pentru a reduce ondularea de tensiune redresată. Parametrul lor principal este coeficientul de netezire egal cu raportul coeficientului de ondulare Care este treaba cu Apple Articolul propune noi abordări ale construcției convertoarelor statice, permițând creșterea acestora Capitolul 6. INDICATORI DE ENERGIE A REDRESORELOR DE CURENȚ, CALITATEA TENSIUNII REDRESSATE ȘI MODALITĂȚI DE ÎMBUNĂTĂȚIRE A LOR Indicatorii energetici ai redresoarelor sunt coeficientul de eficiență (eficiență), coeficientul MUSKATINEV A. V., PRONIN P. I. SURSA DE ALIMENTARE INVERTOR PENTRU SUDARE Rezumat. Articolul discută problemele alegerii unui circuit de putere pentru o sursă de sudare. O descriere a principiului electric CIRCUITE AC PRELEȚIE 4 Circuite cu inducție reciprocă. Să luăm în considerare două circuite apropiate cu numărul de spire w și w. În figură vom arăta în mod convențional aceste contururi sub forma unei ture. Curentul care curge CULEGERE DE LUCRĂRI ȘTIINȚIFICE A NSTU. - 2005. - 1. - 1-6 UDC 62-50:519.216 ANALIZA SI SELECTAREA CIRCUITURILOR DE AMORTIZARE PENTRU CONVERTOARE DE IMPULS PUTENTE V.S. DANILOV, K.S. LUKYANOV, E.A. MOSEEEV În prezent răspândită TEMA 7 Stabilizarea temperaturii Pe măsură ce temperatura ambiantă crește, curentul tranzistorului crește și caracteristicile acestuia se deplasează în sus (Fig. 1). Fig. 1 Stabilizarea emițătorului. Este de folosit Capitolul 10. CONVERTOARE DE TENSIUNE DC 10.1. Clasificarea convertoarelor de tensiune DC Convertoarele de tensiune DC (DCC) sunt proiectate pentru a converti tensiunea DC Cursul 3 „Redresoare de tensiune alternativă”. Circuitele numite „redresoare” sunt folosite pentru a converti tensiunea rețelei de curent alternativ în curent continuu. Pentru a implementa funcția de rectificare în astfel de AGENȚIA FEDERALĂ PENTRU EDUCAȚIE UNIVERSITATEA DE STAT NOVOSIBIRSK Facultatea de Fizică Departamentul de Radiofizică Atelier de electronică radio Comutarea surselor de alimentare Ghiduri 6 Curs 6. PROCESE TRANZITORII ÎN CIRCUITELE ELECTRICE. Introducere.. Elemente inductive şi capacitive. 3. Legile comutației și condițiile inițiale. 4. Concluzie... Introducere Până acum am luat în considerare circuitele Lucrări de laborator 1 Surse secundare de alimentare Scopul lucrării este de a studia parametrii principali ai alimentării secundare a echipamentelor electronice bazate pe un redresor monofazat cu undă întreagă. Capitolul 17. SURSE DE ALIMENTARE TORICA 17.1. Caracteristici generale și clasificarea surselor secundare de energie Sursele secundare de energie (SPS) convertesc alternativ sau direct ALIMENTARE BPS-3000-380/24V-100A-14 BPS-3000-380/48V-60A-14 BPS-3000-380/60V-50A-14 BPS-3000-380/110V-25A-104 BPS-- 380/220V-15A-14 manual de instrucțiuni CUPRINS 1. Scop... 3 2. Tehnic Procese tranzitorii „în palmă”. Cunoașteți deja metode pentru calcularea unui circuit în stare staționară, adică într-o stare în care curenții, precum și căderile de tensiune între elementele individuale, sunt constante în timp. CAPITOLUL 7 Regulator combinat de tensiune de comutare cu cuplaj de tensiune de intrare. Schema funcțională și de circuit a stabilizatorului În capitolul 7, o diagramă funcțională a unui combinat Lucrări de laborator 2 Studiul dispozitivelor de conversie: invertor, convertor în mediul software pentru modelarea circuitelor electronice Electronics Workbench 5.12. Scopul muncii: Să se familiarizeze cu lucrarea Driver de curent PWM de vârf constant pentru alimentarea LED-urilor Suresh Hariharan Performanța optimă a LED-urilor ultra-luminoase este asigurată atunci când sunt alimentate de la o sursă de curent 5 Curs GENERATOARE DE SEMNALE ARMONICE ŞI DE PULS Plan Principiul de funcţionare a generatoarelor C-generatoare de oscilaţii armonice Generatoare de impulsuri dreptunghiulare 4 Generatoare de impulsuri dreptunghiulare pe specializate Tema 7: Amplificatoare speciale 1.1 Amplificatoare de putere (etape de ieșire) Etapele de amplificare de putere sunt de obicei trepte de ieșire (finale) la care este conectată o sarcină externă și sunt proiectate 114 electronică de putere Funcționare în paralel a convertoarelor DC cu impulsuri în prezența cuplajului inductiv al bobinelor Anatoly KORSHUNOV Funcționare în paralel a convertoarelor cu impulsuri 1 Prelegeri ale profesorului Polevski V.I. Redresoare de curent sinusoidal Caracteristica volt-amperi a unei diode de conversie electrică În fig. 1.1. prezintă caracteristica curent-tensiune (CVC) a convertorului electric 6. TRANSFORMATORE Un transformator este un dispozitiv electromagnetic static care este folosit pentru a converti energia electrică de curent alternativ cu un parametru în energie electrică cu altul CULEGERE DE LUCRĂRI ȘTIINȚIFICE A NSTU. 2006. 1(43). 147 152 UDC 62-50:519.216 CONSTRUCȚIA CIRCUITURILOR DE AMORTIZARE PENTRU CONVERTOARE DE IMPULS PUTERNICE E.A. MOISEEV Oferă recomandări practice privind selecția elementelor 11.5. GENERATOARE DE TENSIUNE VARIABILĂ LINEARĂ Tensiunea variabilă liniar sau dinți de ferăstrău se numește oscilații electrice (impulsuri) care conțin secțiuni în care tensiunea se modifică practic. MINISTERUL EDUCAȚIEI ȘI ȘTIINȚEI AL FEDERAȚIEI RUSĂ Instituție de învățământ bugetar de stat federal de învățământ profesional superior „UFA TEHNICĂ DE AVIATION DE STAT Introducere SECȚIUNEA I Electrotehnică generală Capitolul 1. Circuite electrice DC 1.1. Concepte de bază ale câmpului electromagnetic 1.2. Elemente de circuit pasiv și caracteristicile acestora 1.3. Elemente active Curs 5 COMPONENTE PASIVE ALE DISPOZITIVELOR ELECTRONICE DE PUTERE Schiță 1. Introducere 2. Proprietăți generale ale materialelor magnetice 3. Materiale magnetice utilizate în dispozitivele convertoare 4. Transformatoare 97 Curs 9. ELEMENTE DE LOGICĂ DE BAZĂ Plan. Elemente de logică tranzistor-tranzistor (TTL).. Elemente de logică CMOS. 3. Parametrii de bază ai elementelor logice. 4. Concluzii.. Elemente de tranzistor-tranzistor IPC H03F03/62 AMPLIFICATOR BIDIRECTIONAL DE FRECVENTA VOCEI Invenţia se referă la dispozitive de amplificare şi poate fi utilizată în comunicaţiile telefonice. Un amplificator bidirecțional cunoscut care conține inversare CERCETAREA CORRECTORILOR DE FACTORI DE PUTERE Ignatenko V.V. PrE-1106. gr.361-3 Problemă de corecție a factorului de putere Utilizarea ineficientă a energiei electrice, interferență în rețeaua electrică cauzată de conectarea UDC 621.314.5 Ph.D. Saratovsky R.N., Afanasyev A.M. (Universitatea Tehnică de Stat Donețk, Alchevsk, Ucraina) INVERTOR DE REZONANȚĂ CU O STRUCTURĂ COMBINATĂ Ne uităm la implementarea circuitului unui invertor rezonant cu o structură combinată Noi module de putere cu o gamă largă de tensiune de intrare (4:1) Una dintre problemele importante ale electronicii de putere este dezvoltarea surselor de alimentare secundare (SPS) care funcționează din rețea 54 Cursul 5 TRANSFORMA FOURIER ȘI METODA SPECTRĂ DE ANALIZA CIRCUITURILOR ELECTRICE Plan Spectre ale funcțiilor aperiodice și transformatei Fourier Câteva proprietăți ale transformării Fourier 3 Metoda spectrală Instalare și reparare surse de alimentare pentru receptoare digitale STV Atenție! Folosiți această copie doar în scop informativ (ardeți după citire) Rip de Vasya Pupkin Sursa de alimentare este una CUPRINS Introducere 3 Capitolul 1. APLICAREA METODEI DE BAZĂ INGINERII CONVERTORULUI DE SEMICONDUCTOR PENTRU CONVERSIUNEA PARAMETRILOR DE ENERGIE ELECTRICĂ 1.1. Obiectul tehnologiei de conversie... 5 1.2. „Șoc electronic” Evgeniy Karpov Articolul discută caracteristicile funcționării unui filtru electronic de putere și posibilitatea utilizării acestuia în echipamentele de reproducere a sunetului. Motivația scrisului Unități de curent alternativ de medie tensiune integrate Perfect Harmony: un nou standard pentru calitatea conversiei energiei 1. Unități de curent alternativ de medie tensiune Această clasă 1 Lucrări de laborator 17 Studiul funcționării limitatoarelor de diode Un dispozitiv cu patru terminale, la ieșirea căruia tensiunea () rămâne practic neschimbată și egală cu U 0, în timp ce tensiunea de intrare () poate Lucrări de laborator 1.3 Studiul caracteristicilor energetice ale dispozitivelor redresoare pentru alimentarea echipamentelor de telecomunicații 1. Scopul lucrării 1.1 Determinarea celui mai eficient convertor 1 S. CLEMENTE, B. PELLY, R. RUTTONSHA AN-939A SURSA DE ALIMENTARE UNIVERSALĂ 100 KHz PE UN MOSFET Rezumat MOSFET-urile de mare putere sunt candidați atractivi pentru utilizare în impulsuri DETERMINAREA VECTORILOR DE STARE ÎNTR-UN CONVERTOR DE IMPULS Cvasi-rezonant COMUTAT LA TENSIUNE ZERO VP Voitenko, YuA Denisov Universitatea Tehnologică de Stat Cernigov Ucraina, 68 Cursul 7 PROCESE TRANZITORII ÎN CIRCUITURI DE ORDINUL I Planul 1 Procese tranzitorii în circuite RC de ordinul întâi 2 Procese tranzitorii în circuite R de ordinul întâi 3 Exemple de calcul al proceselor tranzitorii în circuite Karzov B.N., Kastrov M.Yu., Malyshkov G.M. PROPRIETĂȚI DE PULS ALE CIRCUITURILOR DE CONECTARE A DIODELOR ALE TRANZISTORILOR MOS La alegerea diferitelor metode de control al circuitelor de conectare a diodelor de bază ale tranzistoarelor MOS utilizate LUCRĂRI DE LABORATOR 5 STUDIUL STABILIZATORULUI DE TENSIUNE CONSTANTĂ DE PULS Obiectivele lucrării: 1. Studiul circuitelor și principalelor caracteristici ale regulatoarelor și stabilizatorilor de tensiune continuă cu impuls. 10.2. CHEI ELECTRONICE Informații generale. O cheie electronică este un dispozitiv care poate fi într-una din cele două stări stabile: închisă sau deschisă. Trecerea de la o stare la alta in STC SIT CENTRUL ŞTIINŢIFIC ŞI TEHNIC DE INGINERIE DE CIRCUIT ŞI TEHNOLOGII INTEGRALE. RUSIA, BRYANSK CONTROLLERE PWM CU REGULAMENT ACTUAL K1033EU15xx K1033EU16xx RECOMANDĂRI PENTRU APLICAȚIE DESCRIEREA LUCRĂRII Cip 1 Curs SURSE SECUNDARE DE ALIMENTARE 1 Introducere Dispozitive redresoare 3 Regulatoare lineare parametrice de tensiune 4 Rezumat teoretic pe tema 1 Introducere Toate sursele de alimentare SURSE DE ALIMENTARE STABILIZATE IPS-300-220/24V-10A IPS-300-220/48V-5A IPS-300-220/60V-5A DC/DC-220/24B-10A (IPS-300-220/24V-10A ( DC/AC)/DC)) DC/DC-220/48B-5A (IPS-300-220/48V-5A (DC/AC)/DC)) DC/DC-220/60B-5A Cipul convertizor boost DC/DC (analog funcțional al LT1937 de la Linear Technology Corporation) Cipul IZ1937 este un convertor boost DC/DC conceput special pentru control Linevich E. I. [email protected] Primorsky Krai, Artyom Sursă de energie electromagnetică (baza fizică a principiului de funcționare) Se propune un generator de energie electrică care poate fi utilizat Universitatea de Stat din Nijni Novgorod poartă numele. N. I. Lobachevsky Facultatea de Radiofizică Departamentul de Radio Electronică Raport de laborator: CONVERSIUNI DE SEMNALE NELINEARE Completat: Verificat: Elena Morozova, Alexey Razin Surse de alimentare cu laser Note de curs scurte despre disciplina „Tehnologia laser” Tomsk 202 Prelegere Baza elementară a surselor de alimentare și cele mai simple circuite bazate pe acestea Orice laser SISTEM DE ALIMENTARE NEÎNTRERUPRE DINAMICĂ (UPS) NO-BREAK KS Elementele principale prezentate în figură: 1. Motor diesel. 2. Ambreiaj electromagnetic. 3. Special fără perii Lucrări de laborator 1 Redresor AC Scop: studierea funcționării redresoarelor cu jumătate de undă și undă întreagă și caracteristicile acestora. Un redresor este un dispozitiv pentru conversia tensiunii Lucrări de laborator 2 Studiul filtrului de netezire al sursei secundare de alimentare Scopul lucrării este de a studia metode de reducere a ondulației tensiunii redresate a sursei secundare de alimentare electronice. Stabilizatorii liniari au un dezavantaj comun - eficiență scăzută și generare ridicată de căldură. Dispozitivele puternice care creează un curent de sarcină pe o gamă largă au dimensiuni și greutate semnificative. Pentru a compensa aceste deficiențe, au fost dezvoltați și utilizați stabilizatori de puls. Un dispozitiv care menține o tensiune constantă la consumatorul de curent prin reglarea acesteia cu un element electronic care funcționează în modul cheie. Un stabilizator de tensiune de comutare, la fel ca unul liniar, există în serie și paralele. Rolul cheii în astfel de modele este jucat de tranzistori. Deoarece punctul efectiv al dispozitivului de stabilizare este situat aproape constant în regiunea de tăiere sau de saturație, trecând prin regiunea activă, se generează puțină căldură în tranzistor, prin urmare, stabilizatorul de impuls are o eficiență ridicată. Stabilizarea se realizează prin modificarea duratei impulsurilor, precum și prin controlul frecvenței acestora. Ca urmare, se face o distincție între reglarea frecvenței impulsurilor și, cu alte cuvinte, reglarea lățimii. Stabilizatorii de impulsuri funcționează într-un mod de impuls combinat. În dispozitivele de stabilizare cu control al lățimii impulsului, frecvența pulsului are o valoare constantă, iar durata impulsurilor este o valoare variabilă. În dispozitivele cu control al frecvenței pulsului, durata impulsurilor nu se modifică, se modifică doar frecvența. La ieșirea dispozitivului, tensiunea este prezentată sub formă de ondulații, în consecință, nu este potrivită pentru alimentarea consumatorului. Înainte de a furniza energie la sarcina consumatorului, aceasta trebuie egalizată. Pentru a face acest lucru, filtrele capacitive de nivelare sunt montate la ieșirea stabilizatorilor de impuls. Ele vin în multi-link, în formă de L și altele. Tensiunea medie aplicată sarcinii se calculează prin formula: Curentul poate înceta să curgă prin filtru la începutul următorului impuls, în funcție de inductanță. În acest caz vorbim despre modul de funcționare cu curent alternativ. De asemenea, curentul poate continua să curgă, ceea ce înseamnă funcționare cu curent continuu. Cu o sensibilitate crescută a sarcinii la impulsurile de putere, se realizează modul DC, în ciuda pierderilor semnificative ale înfășurării și firelor inductorului. Dacă mărimea impulsurilor la ieșirea dispozitivului este nesemnificativă, atunci se recomandă funcționarea cu curent alternativ. În general, un stabilizator de impulsuri include un convertor de impulsuri cu un dispozitiv de reglare, un generator, un filtru de egalizare care reduce impulsurile de tensiune la ieșire și un dispozitiv de comparare care furnizează un semnal al diferenței dintre tensiunile de intrare și de ieșire. O diagramă a părților principale ale stabilizatorului de tensiune este prezentată în figură. Tensiunea la ieșirea dispozitivului este furnizată unui dispozitiv de comparare cu tensiunea de bază. Rezultatul este un semnal proporțional. Este furnizat generatorului, amplificandu-l anterior. Când este controlat într-un generator, diferența de semnal analogic este modificat într-o ondulație cu o frecvență constantă și durată variabilă. Cu controlul frecvenței impulsurilor, durata impulsurilor are o valoare constantă. Schimbă frecvența impulsurilor generatorului în funcție de proprietățile semnalului. Impulsurile de control generate de generator trec la elementele convertorului. Tranzistorul de control funcționează în modul cheie. Prin modificarea frecvenței sau intervalului impulsurilor generatorului, este posibilă modificarea tensiunii de sarcină. Convertorul modifică valoarea tensiunii de ieșire în funcție de proprietățile impulsurilor de control. Conform teoriei, în dispozitivele cu reglare în frecvență și lățime, impulsurile de tensiune la consumator pot fi absente. Cu principiul de funcționare a releului, semnalul controlat de stabilizator este generat cu ajutorul unui declanșator. Când tensiune constantă intră în dispozitiv, tranzistorul, care acționează ca un comutator, este deschis și crește tensiunea de ieșire. dispozitivul de comparare determină semnalul de diferență, care, după ce a atins o anumită limită superioară, schimbă starea declanșatorului, iar tranzistorul de comandă comută pe oprire. Tensiunea de ieșire va începe să scadă. Când tensiunea scade la limita inferioară, dispozitivul de comparare determină diferența de semnal, comutând din nou declanșatorul, iar tranzistorul va intra din nou în saturație. Diferența de potențial în sarcina dispozitivului va crește. În consecință, cu un tip de stabilizare cu releu, tensiunea de ieșire crește, egalând-o astfel. Limita de declanșare este ajustată prin ajustarea amplitudinii valorii tensiunii pe dispozitivul de comparare. Stabilizatoarele de tip releu au o viteză de răspuns crescută, spre deosebire de dispozitivele cu control al frecvenței și lățimii. Acesta este avantajul lor. În teorie, cu o stabilizare de tip releu, vor exista întotdeauna impulsuri la ieșirea dispozitivului. Acesta este dezavantajul lor. Stabilizatorii de impuls de impuls sunt utilizați împreună cu sarcini a căror diferență de potențial este mai mare decât tensiunea la intrarea dispozitivelor. Stabilizatorul nu are izolație galvanică între alimentare și sarcină. Stabilizatorii de impuls importați sunt numiți convertoare de impuls. Principalele părți ale unui astfel de dispozitiv: Tranzistorul intră în saturație, iar curentul trece prin circuit de la polul pozitiv prin inductorul de stocare, tranzistorul. În acest caz, energia se acumulează în câmpul magnetic al inductorului. Curentul de sarcină poate fi creat numai printr-o descărcare a capacității C1. Să oprim tensiunea de comutare de la tranzistor. În același timp, va intra în poziția de întrerupere și, prin urmare, va apărea un EMF de auto-inducție pe accelerație. Acesta va fi comutat în serie cu tensiunea de intrare și conectat printr-o diodă la consumator. Curentul va curge prin circuit de la polul pozitiv la inductor, prin diodă și sarcină. În acest moment, câmpul magnetic al șoculului inductiv furnizează energie, iar capacitatea C1 își rezervă energie pentru a menține tensiunea la consumator după ce tranzistorul intră în modul de saturație. Choke-ul este pentru rezerva de energie si nu functioneaza in filtrul de putere. Când tensiunea este aplicată din nou la tranzistor, acesta se va deschide și întregul proces va începe din nou. Acest tip de dispozitiv cu impulsuri are propriile caracteristici cu cel mai mic set de componente. Declanșatorul joacă un rol major în design. Include un comparator. Sarcina principală a comparatorului este de a compara valoarea diferenței de potențial de ieșire cu cea mai mare valoare admisă. Principiul de funcționare al unui dispozitiv cu un declanșator Schmitt este că atunci când cea mai mare tensiune crește, declanșatorul este comutat în poziția zero cu deschiderea cheii electronice. La un moment dat clapeta de accelerație se descarcă. Când tensiunea atinge cea mai mică valoare, se efectuează comutarea cu unul. Acest lucru asigură că comutatorul se închide și curentul curge către integrator. Astfel de dispozitive se disting prin circuitul lor simplificat, dar pot fi utilizate în cazuri speciale, deoarece stabilizatorii de comutare sunt doar crescători și descendenți. Stabilizatoarele de tip impuls, care funcționează cu reducerea tensiunii, sunt dispozitive compacte și puternice de alimentare cu energie electrică. În același timp, au o sensibilitate scăzută la interferența consumatorului cu o tensiune constantă de aceeași valoare. Nu există izolație galvanică a ieșirii și a intrării în dispozitivele step-down. Dispozitivele importate se numesc chopper. Puterea de ieșire în astfel de dispozitive este întotdeauna mai mică decât tensiunea de intrare. Circuitul unui stabilizator de impulsuri de tip buck este prezentat în figură. Să conectăm tensiunea pentru a controla sursa și poarta tranzistorului, care va intra în poziția de saturație. Acesta va transporta curent prin circuit de la polul pozitiv prin bobina de egalizare și sarcină. Niciun curent nu trece prin diodă în direcția înainte. Să oprim tensiunea de control, care oprește tranzistorul cheie. După aceasta, va fi în poziția de tăiere. FEM inductiv al șocului de egalizare va bloca calea pentru schimbarea curentului, care va curge prin circuit prin sarcina de la șoca, de-a lungul conductorului comun, diodei și va ajunge din nou la șoc. Capacitatea C1 se va descărca și va menține tensiunea la ieșire. Când se aplică o diferență de potențial de deblocare între sursa și poarta tranzistorului, acesta va intra în modul de saturație și întregul lanț se va repeta din nou. Stabilizatorii de comutare de tip inversor sunt utilizați pentru a conecta consumatorii cu tensiune constantă, a căror polaritate are direcția de polaritate opusă diferenței de potențial la ieșirea dispozitivului. Valoarea acestuia poate fi deasupra rețelei de alimentare și sub rețea, în funcție de setările stabilizatorului. Nu există izolație galvanică între sursa de alimentare și sarcină. Dispozitivele de tip inversor importate se numesc convertoare buck-boost. Tensiunea de ieșire a unor astfel de dispozitive este întotdeauna mai mică. Să conectăm o diferență de potențial de control, care va deschide tranzistorul dintre sursă și poartă. Se va deschide, iar curentul va curge prin circuit de la plus prin tranzistor, inductor, la minus. În acest proces, inductorul rezervă energie folosind câmpul său magnetic. Să oprim diferența de potențial de control de la comutatorul de pe tranzistor, se va închide. Curentul va curge din inductor prin sarcină, diodă și va reveni la poziția inițială. Energia de rezervă de pe condensator și câmpul magnetic va fi consumată de sarcină. Să aplicăm puterea tranzistorului din nou la sursă și la poartă. Tranzistorul va deveni din nou saturat și procesul se va repeta. Ca toate dispozitivele, un stabilizator modular de comutare nu este ideal. Prin urmare, are propriile sale avantaje și dezavantaje. Să ne uităm la principalele avantaje: Dezavantajele dispozitivului: Funcționarea unui stabilizator de impuls este posibilă la o frecvență de conversie semnificativă. Aceasta este principala caracteristică distinctivă față de dispozitivele care au un transformator de rețea. Mărirea acestui parametru face posibilă obținerea celor mai mici dimensiuni. Pentru majoritatea dispozitivelor, intervalul de frecvență va fi de 20-80 kiloherți. Dar atunci când alegeți dispozitivele PWM și cheie, este necesar să luați în considerare armonicile de curent ridicat. Limita superioară a parametrului este limitată de anumite cerințe care se aplică dispozitivelor cu frecvență radio.
Principiul de funcționare
Boost stabilizator
Stabilizatoare cu declanșare Schmitt
Buck stabilizator
Stabilizator inversor
Avantaje și dezavantaje
Frecvența admisă
