Kvadratuurinen vaihesiirtoavainnus (QPSK). Digitaalinen vaihemodulaatio: BPSK, QPSK, DQPSK Binary Phase Shift Keying

Kuten nimestä voi päätellä, Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) on muunnos binäärivaiheensiirtoavainnuksesta (BPSK). Muista, että BPSK on itse asiassa DSBSC-modulaatio, jossa moduloivana signaalina on digitaalinen viesti. On tärkeää huomata, että BPSK-modulaatiolla informaatio lähetetään peräkkäin bitti bitiltä. QPSK on myös eräänlainen DSBSC-modulaatio, mutta se lähettää kaksi bittiä kullakin aikavälillä ilman toista kantoaaltoa.

Koska QPSK lähettää bittejä pareittain, saattaa vaikuttaa siltä, ​​että lähetysnopeus on kaksi kertaa nopeampi kuin BPSK. Itse asiassa yksittäisten bittien sekvenssin muuntaminen kaksoisbittien sekvenssiksi vähentää väistämättä lähetysnopeutta puoleen, mikä ei salli nopeuden lisäyksiä.

Miksi tätä modulaatiomenetelmää sitten tarvitaan? Puolittamalla signaalien siirtonopeuden QPSK-menetelmä sallii sen varata puolet radiotaajuusspektristä kuin BPSK-signaali. Tämä mahdollistaa viestintäkanavan tilaajamäärän lisäämisen.

Kuvassa 1 on lohkokaavio QPSK-modulaattorin matemaattisen mallin toteutuksesta.

Modulaattorin sisääntulossa parilliset bitit (numeroitu 0, 2, 4 jne.) erotetaan tietovirrasta "bitinjakajalla" ja kerrotaan kantoaallon kanssa muodostamaan BPSK-signaali, jota kutsutaan nimellä PSKI. Samanaikaisesti parittomat bitit (numeroitu 1, 3, 5 jne.) poimitaan myös tietovirrasta ja kerrotaan samalla kantoaalolla, siirrettynä 90°, jolloin muodostuu toinen BPSK-signaali, jota kutsutaan nimellä PSK Q. Tämä on QPSK-modulaattorin toimintaperiaate.

Ennen kuin QPSK-signaali lähetetään, kaksi BPSK-signaalia yksinkertaisesti lasketaan yhteen, ja koska niillä on sama kantoaaltotaajuus, signaalit vievät saman osan spektristä. Kuitenkin sellaisten signaalien erottamiseksi, joiden kantoaaltoja on siirretty 90º, tarvitaan vastaanotin, jossa on vaiheerotin.

Kuvio 2 esittää lohkokaavion QPSK-demodulaattorin matemaattisen mallin toteutuksesta.

Yllä olevassa kaaviossa kahden BPSK-signaalin demodulointi suoritetaan itsenäisesti ja samanaikaisesti kahdella kertoimiin perustuvalla ilmaisimella. Ilmaisimien lähtöihin ilmestyy alkuperäisen datan bittipareja, jotka puhdistetaan vääristymistä vertailijan avulla ja kootaan alkuperäiseen sekvenssiin 2-bittisellä rinnakkais-sarjamuuntimella.

Ymmärtääksesi, kuinka kukin ilmaisin poimii vain yhden BPSK-signaalin molempien sijaan, muista, että DSBSC-signaalin tunnistus on "herkkä" vaihesiirrolle. Näin ollen viestin vastaanotto on optimaalinen vain, jos lähettimen ja vastaanottimen kantoaaltovärähtelyt ovat täsmälleen samassa vaiheessa. On tärkeää huomata, että 90º:n vaiheerolla viestin vastaanottaminen tulee mahdottomaksi, koska rekonstruoidun signaalin amplitudista tulee nolla. Toisin sanoen viesti on kokonaan tukahdutettu.

QPSK-demodulaattori muuttaa tämän tilanteen eduksi. Huomaa, että kuvan 2 tuotetunnistimet käyttävät yhtä kantoaaltoa, mutta yhden ilmaisimen kantoaaltoa on siirretty 90°. Tässä tapauksessa yksi ilmaisin palauttaa dataa yhdestä BPSK-signaalista samalla kun hylkää toisen BPSK-signaalin, ja toinen ilmaisin palauttaa toisen BPSK-signaalin samalla kun se hylkää ensimmäisen BPSK-signaalin.

• Kvadratuurisiirtymämodulaatiolla QPSK (Offset QPSK) signaalipisteen yksittäiset (samanaikaiset) vaiheliikkeet on rajoitettu 90 asteeseen. Sen samanaikaiset liikkeet I- ja Q-kanavia pitkin, ts. siirtyminen 180 asteeseen on mahdotonta, mikä eliminoi signaalipisteen liikkeen nollan läpi

Eräs kanonisen kvadratuurivaihemodulaation haitoista on, että kun molempien kvadratuurimodulaattorikanavien symboleja vaihdetaan samanaikaisesti, QPSK-signaali aiheuttaa 180° hypyn kantoaaltovaiheessa. Kun muodostetaan tavanomainen QPSK-signaali, tällä hetkellä signaalipiste liikkuu nollan läpi, eli signaalipiste siirtyy 180 astetta. Sellaisen liikkeen hetkellä tapahtuu generoidun RF-signaalin amplitudin pieneneminen nollaan.

Tällaiset merkittävät signaalimuutokset eivät ole toivottavia, koska ne lisäävät signaalin kaistanleveyttä. Tällaisen signaalin, jolla on merkittävä dynamiikka, vahvistamiseksi tarvitaan erittäin lineaarisia siirtoteitä ja erityisesti tehovahvistimia. RF-signaalin katoaminen signaalipisteen ylittäessä nollan heikentää myös radiolaitteiden synkronointijärjestelmien toiminnan laatua.

Alla olevassa kuvassa verrataan signaalipisteen liikettä vektorikaaviossa sekvenssin kahdelle ensimmäiselle symbolille - tilasta 11 - 01 perinteiselle QPSK:lle ja offset QPSK:lle.

Signaalipisteiden liikkeiden vertailu QPSK:n (vasemmalla) ja OQPSK:n (oikealla) kanssa kahdelle symbolille 11 01

Useita termejä käytetään kuvaamaan OQPSK: siirto QPSK, offset QPSK, offset QPSK modulaatio, nelivaiheinen PM siirrolla. Tätä modulaatiota käytetään esimerkiksi CDMA-järjestelmissä järjestämään ylöspäin suuntautuva viestintäkanava ZigBee-standardilaitteissa.

• OQPSK:n muodostuminen
  

OQPSK-modulaatio käyttää samaa signaalikoodausta kuin QPSK. Erona on, että siirtyminen modulaatiotilasta toiseen (konstellaation pisteestä toiseen) tapahtuu kahdessa vaiheessa. Ensin kellon hetkellä I-komponentti muuttuu symbolin alussa ja Q-komponentti muuttuu puolen symbolin jälkeen (tai päinvastoin).
Tätä varten informaatiosekvenssin I(t) ja Q(t) kvadratuurikomponentteja siirretään ajassa yhden informaatioelementin T=Ts/2 keston verran, eli. puolet symbolin kestosta, kuten kuvassa näkyy.

Luodaan QPSK- ja OQPSK-signaaleja sekvenssille 110100101110010011

Tällaisella komponenttisignaalien siirrolla jokainen generoidun signaalin vaihemuutos, joka vuorostaan ​​tuotetaan kvadratuurisignaaleilla, määräytyy vain yhden alkuperäisen informaatiosekvenssin elementin perusteella, eikä samanaikaisesti kahdella (kaksoiskappaleella), kuten QPSK:n tapauksessa. Tuloksena ei ole 180° vaihemuutoksia, koska jokainen samanvaiheisen tai kvadratuurikanavamodulaattorin tuloon saapuva alkuperäisen informaatiosekvenssin elementti voi aiheuttaa vain 0, +90° tai -90° vaihemuutoksen.

Signaalipisteen teräviä vaiheliikkeitä OQPSK-signaalia muodostettaessa esiintyy kaksi kertaa useammin kuin QPSK:ssa, koska komponenttisignaalit eivät muutu samanaikaisesti, vaan ne hämärtyvät. Toisin sanoen vaihesiirtymien suuruus OQPSK:ssa on pienempi kuin QPSK, mutta niiden taajuus on kaksi kertaa suurempi.

QPSK- ja OQPSK-signaalien vaihesiirtotaajuus toistuvalle bittisekvenssille 1101

Perinteisessä kvadratuurimodulaattoripiirissä QPSK-signaalin muodostaminen voidaan saavuttaa käyttämällä digitaalisten signaalikomponenttien viivettä T-bitin keston verran jossakin kvadratuuriohjauskanavassa.

Mikäli OQPSK:n generoinnissa käytetään sopivaa suodatinta, voidaan liikkua signaalikonstellaatiossa eri pisteiden välillä lähes kokonaan ympyrässä (kuva). Tämän seurauksena generoidun signaalin amplitudi pysyy lähes vakiona.

Kvadratuurivaihemodulaatio QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) on ​​nelitasoinen vaihemodulaatio (M = 4), jossa RF-värähtelyn vaihe voi saada neljä erilaista arvoa askeleella, joka on yhtä suuri kuin

π/2. Jokainen	vaiheen arvo	moduloitu signaali
sisältää kaksi bittiä tietoa. Koska				ehdoton
vaihearvot	ei väliä, valitaan
± π 4, ± 3 π 4.	Kirjeenvaihto		arvot
moduloitu signaali ± π 4, ± 3 π 4			ja lähetetty

Tietosekvenssin kaksibitit 00, 01, 10, 11 asetetaan harmaalla koodilla (ks. kuva 3.13) tai jollain muulla algoritmilla. On selvää, että moduloivan signaalin arvot QPSK-modulaatiolla muuttuvat puolet niin usein kuin BPSK-modulaatiolla (samalla tiedonsiirtonopeudella).

Kompleksinen verhokäyrä g(t) QPSK-modulaatiolla

on näennäissatunnainen polaarinen kantataajuussignaali, jonka kvadratuurikomponentit mukaan

(3.41), ota numeeriset arvot ± 1 2 . Samaan aikaan

Jokaisen kompleksisen verhokäyrän symbolin kesto on kaksi kertaa niin pitkä kuin alkuperäisen digitaalisen moduloivan signaalin symbolit. Kuten tiedetään, monitasoisen signaalin tehospektritiheys on sama kuin binäärisignaalin tehospektritiheys

M = 4 ja siksi Ts = 2Tb. Vastaavasti QPSK-signaalin tehospektritiheys (for

positiiviset taajuudet) yhtälön (3.28) perusteella määritetään lausekkeella:

P(f) = K × (	synti 2
	p×(f - f		)×2×T

Yhtälöstä (3.51) seuraa, että QPSK-signaalin tehospektritiheyden ensimmäisten nollien välinen etäisyys on yhtä suuri kuin D f = 1 T b, mikä on kaksi kertaa pienempi kuin

BPSK-modulaatiota varten. Toisin sanoen kvadratuuri-QPSK-modulaation spektritehokkuus on kaksi kertaa korkeampi kuin binäärivaihemodulaation BPSK.

						cos(ωc t )
	Muodostava
w(t)	Muotoilija
	kvadratuuri			Adder
	komponentti
		Se)				sin(ωct)
	Muodostava

Kuva 3.15. Kvadratuurimodulaattori QPSK signaali

Kvadratuuri-QPSK-modulaattorin toimintakaavio on esitetty kuvassa 3.15. Koodimuunnin vastaanottaa digitaalisen signaalin nopeudella R. Koodimuunnin luo kompleksin kvadratuurikomponentit

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

taulukon 3.2 mukainen kirjekuori kaksi kertaa alkuperäistä pienemmällä nopeudella. Muotoilusuodattimet tarjoavat tietyn taajuuskaistan moduloivalle (ja vastaavasti moduloidulle) signaalille. Kantoaaltotaajuuden kvadratuurikomponentit syötetään RF-kertojaan taajuussyntetisaattoripiiristä. Sumimen lähdössä on tuloksena QPSK-moduloitu signaali s (t) in

kohdan (3.40) mukaisesti.

Taulukko 3.2

QPSK-signaalin generointi

cos[θk]

sin[θk]

komponentti

I-komponentti

QPSK-signaali, kuten BPSK-signaali, ei sisällä kantoaaltotaajuutta spektrissään ja se voidaan vastaanottaa vain koherentilla ilmaisimella, joka on peilikuva modulaattoripiiristä ja

s(t)
		cos(ωc t )
					toipuminen
					digitaalinen
		sin(ωct)

Se)

Kuva 3.16. Kvadratuuridemodulaattorin QPSK signaali

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

näkyy kuvassa 3.16.

3.3.4. Differentiaalinen binäärivaihemodulaatio DBPSK

Kantoaallon taajuuden perustavanlaatuinen puuttuminen moduloidun signaalin spektristä johtaa joissakin tapauksissa vastaanottimen demodulaattorin perusteettomaan monimutkaisuuteen. QPSK- ja BPSK-signaalit voidaan vastaanottaa vain koherentilla ilmaisimella, jonka toteuttamiseksi on tarpeen joko lähettää signaalin mukana referenssitaajuus tai toteuttaa vastaanottimeen erityinen kantoaallon palautuspiiri. Ilmaisinpiirin merkittävä yksinkertaistaminen saavutetaan, kun vaihemodulaatio toteutetaan differentiaalisessa muodossa DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).

Differentiaalikoodauksen ideana ei ole välittää informaatiosymbolin absoluuttista arvoa, vaan sen muutosta (tai ei-muutosta) edelliseen arvoon verrattuna. Toisin sanoen jokainen seuraava lähetetty merkki sisältää tietoa edellisestä merkistä. Alkuperäisen informaation poimimiseksi demoduloinnin aikana on siis mahdollista käyttää referenssisignaalina kantoaaltotaajuuden moduloidun parametrin absoluuttisen arvon sijaan suhteellista arvoa. Differentiaalinen binäärikoodausalgoritmi kuvataan seuraavalla kaavalla:

dk =

m k Å d k −1

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

missä (mk) on alkuperäinen binäärisekvenssi; (dk)-

tuloksena oleva binäärisekvenssi; Å on lisäyksen modulo 2 symboli.

Esimerkki differentiaalisesta koodauksesta on taulukossa 3.3.

								Taulukko 3.3
Binäärien differentiaalinen koodaus
		digitaalinen signaali
(d k
(d k

Laitteiston differentiaalinen koodaus on toteutettu signaaliviivepiirin muodossa ajanjaksolle, joka vastaa yhden symbolin kestoa binääritietosekvenssissä ja modulo 2 -lisäyspiirinä (kuva 3.17).

		Logiikka piiri
		dk =
			m k Å d k −1

Viive linja

Kuva 3.17. Differentiaalinen DBPSK-signaalikooderi

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

DBPSK-signaalin differentiaalinen epäkoherentti ilmaisin välitaajuudella on esitetty kuvassa 3.18.

Ilmaisin viivästää vastaanotettua pulssia yhdellä symbolivälillä ja kertoo sitten vastaanotetun ja viivästyneen symbolin:

s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t ) = 1 2 d k × d k −1 × .

Suodatuksen jälkeen käyttämällä alipäästösuodatinta tai sovitettua

On selvää, että kompleksisen verhokäyrän ajallinen muoto tai differentiaalisen DBPSK-signaalin spektrikoostumus ei poikkea tavallisesta BPSK-signaalista.

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

3.3.5. Differentiaalinen kvadratuurivaihemodulaatio π/4 DQPSK

π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) -modulaatio on differentiaalisen vaihemodulaation muoto, joka on erityisesti suunniteltu nelitasoisille QPSK-signaaleille. Tämän tyyppinen modulaatiosignaali voidaan demoduloida ei-koherentilla ilmaisimella, kuten on tyypillistä DBPSK-modulaatiosignaaleille.

Ero π/4 DQPSK-modulaation differentiaalikoodauksen ja DBPSK-modulaation differentiaalisen koodauksen välillä on se, että suhteellista muutosta ei lähetetä moduloivassa digitaalisessa symbolissa, vaan moduloidussa parametrissa, tässä tapauksessa vaiheessa. Moduloidun signaalin generointialgoritmi on selitetty taulukossa 3.4.

Taulukko 3.4

Signaalin generointialgoritmi π/4 DQPSK

Tiedot
ny dibit
Lisäys	ϕ = π 4	ϕ = 3 π 4	ϕ = −3 π 4		ϕ = − π 4
vaihekulma
Q-komponentti		Q = sin (θk ) = sin (θk − 1 +
I-komponentti		I = cos(θ k ) = cos(θ k − 1 +

Alkuperäisen informaatiosekvenssin jokainen kaksoisbitti liittyy kantoaallon taajuuden vaiheen lisäykseen. Vaihekulman lisäys on π/4:n kerrannainen. Näin ollen absoluuttinen vaihekulma θ k voi ottaa kahdeksan erilaista arvoa askelin

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

π/4, ja jokainen kompleksisen verhokäyrän kvadratuurikomponentti on yksi viidestä mahdollisesta arvosta:

0, ±1 2, ±1. Siirtymistä kantoaaltotaajuuden vaiheesta toiseen voidaan kuvata käyttämällä kuvan 3.13 tilakaaviota M = 8:lle valitsemalla vuorotellen kantoaaltotaajuuden vaiheen itseisarvo neljästä paikasta.

π/4 DQPSK-modulaattorin lohkokaavio on esitetty kuvassa 3.19. Alkuperäinen binäärinen digitaalinen moduloiva signaali tulee koodivaihemuuntimeen. Muuntimessa signaalin yhden symbolivälin viiveen jälkeen määritetään kantoaallon taajuuden nykyinen dibit-arvo ja vastaava vaihelisäys φk. Tämä

vaihelisäys syötetään kompleksiverhokäyrän kvadratuurien I Q -komponenttien laskimiin (taulukko 3.3). Poistu

I Q -laskin on viisitasoinen

	digitaalinen signaali pulssin kestolla kahdesti
			Q = cos(θk –1 + Δφ)			Muotoileva suodatin
									cos(ωc t )
			Δφk
vk(t)
			Muunnin
			Δφk
									sin(ωct)
			I = sin(θk –1 + Δφ)			Muotoileva suodatin
			Kuva 3.19. π/4 DQPSK-modulaattorin toimintakaavio

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

ylittää alkuperäisen binääridigitaalisignaalin pulssin keston. Seuraavaksi kompleksin verhokäyrän kvadratuurikomponentit I (t), Q (t) kulkevat läpi

muotoilusuodatin ja syötetään suurtaajuisille kertoimille suurtaajuisen signaalin kvadratuurikomponenttien muodostamiseksi. Korkeataajuisen summaimen lähdössä on täysin muodostunut

π/4 DQPSK-signaali.

π/4 DQPSK -signaalin demodulaattori (kuva 3.20) on suunniteltu havaitsemaan moduloivan signaalin kvadratuurikomponentit, ja sen rakenne on samanlainen kuin DBPSK signaalidemodulaattorin rakenne. Tulo RF-signaali r (t) = cos(ω c t + θ k) välitaajuudella

rI(t)

r(t)

Viive τ = T s

w(t) päätöslaite

Vaihesiirto Δφ = π/2

rQ(t)

Kuva 3.20. Demodulaattori π/4 DQPSK signaali välitaajuudella

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

menee viivepiirin ja RF-kertoimien tuloon. Kunkin kertoimen lähdössä oleva signaali (korkeataajuisten komponenttien poistamisen jälkeen) on muotoa:

	r I (t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + q k −1) = cos(Df k);
	r Q (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + q k −1) = sin(Df k).

Ratkaisija analysoi kantataajuussignaalit kunkin alipäästösuodattimen lähdössä. Vaihekulman lisäyksen etumerkki ja suuruus määritetään ja sitä kautta vastaanotetun dibitin arvo. Demodulaattorin laitteistototeutus välitaajuudella (katso kuva 3.20) ei ole helppo tehtävä korkeataajuisen viivepiirin tarkkuudelle ja stabiiliudelle asetettujen korkeiden vaatimusten vuoksi. Yleisempi versio π/4 DQPSK -signaalin demodulaattoripiiristä, jossa moduloitu signaali siirretään suoraan kantataajuusalueelle, kuten kuvassa 3.21.

r(t)						r11(t)				rQ(t)
					τ = T s
	cos(ωc t + γ)		r1(t)			r12(t)					rI(t)
						r21(t)

sin(ωc t + γ)
	r2(t)
	r22(t)
	τ = T s

Kuva 3.21. Demodulaattorin π/4 QPSK signaali kantataajuudella

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

Moduloidun signaalin suora siirto kantataajuusalueelle mahdollistaa täydellisen toteutuksen

moduloidun värähtelyspektrin siirto kantataajuusalueelle. Referenssisignaalit, jotka myös syötetään RF-kertoimien tuloihin, eivät ole vaihelukittuja moduloidun värähtelyn kantoaaltotaajuudella. Tämän seurauksena alipäästösuodattimien lähdössä olevilla kantataajuussignaaleilla on mielivaltainen vaihesiirto, jonka oletetaan olevan vakio symbolivälin aikana:

		(t) = cos(w c t + q k) × cos(w c t + g) = cos(q k - g);
	r 2 (t) = cos(w c t + q k) × sin(w c t + g) = sin(q k - g),

jossa γ on vaihesiirto vastaanotetun ja referenssisignaalin välillä.

Demoduloidut kantataajuussignaalit syötetään kahteen viivepiiriin ja neljään kantataajuiseen kertojaan, joiden lähdöissä esiintyy seuraavat signaalit:

r 11 (t) = cos(q k - g) × cos(q k -1 - g);
r 22 (t) = sin(q k - g) × sin(q k -1 - g);
r 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k -1 - g);

r 21 (t) = sin(q k - g) × cos(q k −1 - g).

Kertojien lähtösignaalien summauksen seurauksena mielivaltainen vaihesiirto γ eliminoituu, jolloin jäljelle jää vain tieto kantoaaltotaajuuden Δφ vaihekulman lisäyksestä:

Dj k);

r I (t) = r 12 (t) + r 21 (t) =

R 12 (t) = cos(q k - g) × sin(q k −1 - g) + r 21 (t) =

Sin(q k - g ) × cos(q k −1 - g ) = sin(q k - q k −1 ) = sin(Dj k ).

Viivepiirin toteutus kantataajuusalueella ja

myöhempi demoduloidun signaalin digitaalinen käsittely lisää merkittävästi piirin vakautta ja tiedon vastaanoton luotettavuutta.

3.3.6. Kvadratuurinen vaihesiirtomodulaatio

OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) on ​​QPSK:n erikoistapaus. QPSK-signaalin kantoaaltotaajuus on teoriassa vakio. Kuitenkin, kun moduloivan signaalin taajuuskaistaa rajoitetaan, vaihemoduloidun signaalin amplitudin vakion ominaisuus menetetään. Lähetettäessä signaaleja BPSK- tai QPSK-modulaatiolla, vaiheenmuutos symbolivälillä voi olla π tai p2. Intuitiivisesti

on selvää, että mitä suurempi on hetkellinen hyppy kantoaaltovaiheessa, sitä suurempi on mukana tuleva AM, kun signaalispektri on rajoitettu. Itse asiassa, mitä suurempi signaalin amplitudin hetkellinen muutos sen vaiheen muuttuessa, sitä suurempi on tätä aikahypyä vastaavan spektrin harmonisten suuruus. Toisin sanoen, kun signaalin spektri on rajoitettu

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

tuloksena olevan sisäisen AM:n suuruus on verrannollinen kantoaaltotaajuuden hetkellisen vaihehypyn suuruuteen.

QPSK-signaalissa voit rajoittaa kantoaallon maksimivaihehypyä, jos käytät Q- ja I-kanavien välillä Tb:n aikasiirtymää, ts. syötä elementti

Tb-arvon viiveet kanavalle Q tai I. Käyttö

aikasiirtymä johtaa siihen, että täydellinen tarvittava vaihemuutos tapahtuu kahdessa vaiheessa: ensin yhden kanavan tila muuttuu (tai ei muutu), sitten toisen. Kuvassa 3.22 on esitetty modulointipulssien Q (t) ja I (t) in

kvadratuurikanavat tavanomaista QPSK-modulaatiota varten.

Q(t)

Se)

I(t-Tb)

2Ts

Kuva 3.22. Signaalien modulointi I/Q-kanavilla QPSK:lla

ja OQPSK-modulaatio

Kunkin pulssin kesto on T s = 2 T b . Kantoaallon vaiheen muutos, kun mitä tahansa symbolia I tai Q vaihdetaan

PDF luotu FinePrint pdfFactory Pro -kokeiluversiolla http://www.fineprint.com

Kvadratuurimodulaatio ja sen ominaisuudet (QPSK, QAM)

Harkitse kvadratuuria vaihesiirtoavainnointia (QPSK). Alkuperäinen tietovirta dk(t)=d0, d1, d2,… koostuu bipolaarisista pulsseista, ts. dk otetaan arvot +1 tai -1 (kuva 3.5.a)), jotka edustavat binaarista ykköstä ja binaarista nollaa. Tämä pulssivirtaus on jaettu samanvaiheiseen virtaukseen dl(t) ja kvadratuurivirtaukseen - dQ(t), kuten kuvassa 2 on esitetty. 3.5.b).

dI(t)=d0, d2, d4,… (parilliset bitit)

dQ(t)=d1, d3, d5,… (parittomat bitit)

QPSK-signaalin kätevä ortogonaalinen toteutus voidaan saada käyttämällä samanvaiheisten ja kvadratuurivirtojen amplitudimodulaatiota kantoaallon sini- ja kosinifunktioissa.

Trigonometrisiä identiteettejä käyttämällä s(t) voidaan esittää seuraavassa muodossa: s(t)=cos(2рf0t+у(t)). Kuvassa näkyvä QPSK-modulaattori. 3.5.c), käyttää sini- ja kosinitermien summaa. Pulssivirtaa dI(t) käytetään kosiniaallon amplitudimoduloimiseen (amplitudilla +1 tai -1).

Tämä vastaa kosiniaallon vaiheen siirtämistä 0:lla tai p:llä; siksi tuloksena on BPSK-signaali. Samoin pulssivirta dQ(t) moduloi siniaaltoa, joka tuottaa BPSK-signaalin, joka on ortogonaalinen edelliseen nähden. Summaamalla nämä kaksi ortogonaalista kantoaaltokomponenttia saadaan QPSK-signaali. Arvo u(t) vastaa yhtä neljästä mahdollisesta dI(t):n ja dQ(t):n yhdistelmästä s(t):n lausekkeessa: u(t)=00, ±900 tai 1800; tuloksena saadut signaalivektorit on esitetty signaaliavaruudessa kuviossa 1. 3.6. Koska cos(2pf0t) ja sin(2pf0t) ovat ortogonaalisia, kaksi BPSK-signaalia voidaan havaita erikseen. QPSK:lla on useita etuja BPSK:hen verrattuna: koska QPSK-modulaatiolla yksi pulssi lähettää kaksi bittiä, sitten tiedonsiirtonopeus kaksinkertaistuu tai samalla tiedonsiirtonopeudella kuin BPSK-mallissa käytetään puolet taajuuskaistasta; ja lisää myös melunsietokykyä, koska Pulssit ovat kaksi kertaa pidempiä ja siksi tehokkaampia kuin BPSK-pulssit.

Riisi. 3.5.

Riisi. 3.6.

Kvadratuuriamplitudimodulaatiota (KAM, QAM) voidaan pitää QPSK:n loogisena jatkona, koska QAM-signaali koostuu myös kahdesta riippumattomasta amplitudimoduloidusta kantoaaltoaaltomuodosta.

Ksekä signaalin vaihe että amplitudi muuttuvat, minkä ansiosta voit lisätä koodattujen bittien määrää ja samalla parantaa merkittävästi kohinansietokykyä. Signaalien kvadratuuriesitys on kätevä ja melko yleinen tapa kuvata niitä. Kvadratuuriesityksen tarkoituksena on ilmaista värähtely kahden ortogonaalisen komponentin - sinin ja kosinin (saavaiheinen ja kvadratuuri) - lineaarisena yhdistelmänä:

s(t)=A(t)cos(шt + ц(t))=x(t)sinоt + y(t)cosоt, missä

x(t)=A(t)(-sinс(t)),y(t)=A(t)cosс(t)

Tällainen diskreetti modulointi (manipulaatio) suoritetaan kahdella kanavalla kantoaaltoille, jotka on siirretty 900 suhteessa toisiinsa, ts. sijaitsee kvadratuurissa (siis nimi).

Selvitetään kvadratuuripiirin toiminta nelivaiheisten PM (PM-4) signaalien generoinnin esimerkin avulla (kuva 3.7).

Riisi. 3.7.

Riisi. 3.8. 16

Alkuperäinen binäärisymbolien sarja, jonka kesto on T, jaetaan siirtorekisteriä käyttäen parittomiin pulsseihin y, jotka syötetään kvadratuurikanavaan (cosсht), ja parillisiin pulsseihin - x, jotka syötetään samanvaiheiseen kanavaan (sinхt). Molemmat pulssisarjat syötetään vastaavien manipuloitujen pulssimuotoilijoiden tuloihin, joiden lähtöihin muodostuu bipolaaristen pulssien x(t) ja y(t) sekvenssit, joiden amplitudi on ±Um ja kesto 2T. Pulssit x(t) ja y(t) saapuvat kanavakertojan tuloihin, joiden lähtöihin muodostuu kaksivaiheisia (0, p) PM-värähtelyjä. Summauksen jälkeen ne muodostavat FM-4-signaalin.

Kuvassa 3.8. esittää kaksiulotteisen signaaliavaruuden ja joukon signaalivektoreita, jotka moduloidaan heksa-QAM:lla ja esitetään pisteillä, jotka on järjestetty suorakaiteen muotoiseen matriisiin.

Kuvasta 3.8. voidaan nähdä, että signaalivektorien välinen etäisyys signaaliavaruudessa on QAM:lla suurempi kuin QPSK:lla, joten QAM on kohinaa kestävämpi kuin QPSK,

5. YLEISKATSAUS MODULAATIOTYYPPIIHIN

Kantoaallon harmonisen värähtelyn (yhden tai useamman sen parametrin) muuntamista lähetetyn informaatiosekvenssin muutoslain mukaisesti kutsutaan modulaatioksi. Kun digitaalisia signaaleja lähetetään analogisessa muodossa, ne toimivat manipuloinnin käsitteen kanssa.

Modulaatiomenetelmällä on tärkeä rooli mahdollisimman suuren tiedonsiirtonopeuden saavuttamisessa annetulla virheellisen vastaanoton todennäköisyydellä. Siirtojärjestelmän maksimikykyjä voidaan arvioida tunnetulla Shannon-kaavalla, joka määrittää valkoisen Gaussin kohinan jatkuvan kanavan kapasiteetin C riippuvuuden käytetystä taajuuskaistasta F sekä signaalin ja kohinan tehojen suhteen Pc/ Psh.

missä PC on keskimääräinen signaaliteho;

PSh on keskimääräinen kohinan teho taajuuskaistalla.

Kaistanleveys määritellään todellisen tiedonsiirtonopeuden V ylärajaksi. Yllä oleva lauseke mahdollistaa siirtonopeuden maksimiarvon, joka voidaan saavuttaa Gaussin kanavalla annetuilla arvoilla: sen taajuusalueen leveys, jolla lähetys tapahtuu (DF) ja signaali-kohinasuhde (PC/RSH).

Bitin virheellisen vastaanoton todennäköisyys tietyssä siirtojärjestelmässä määräytyy suhteella PC/РШ. Shannonin kaavasta seuraa, että ominaissiirtonopeuden V/DF lisäys edellyttää energiakustannusten (PC) kasvua bittiä kohden. Tietyn lähetysnopeuden riippuvuus signaali-kohinasuhteesta on esitetty kuvassa. 5.1.

Kuva 5.1 – Tietyn lähetysnopeuden riippuvuus signaali-kohinasuhteesta

Mitä tahansa siirtojärjestelmää voidaan kuvata pisteellä, joka sijaitsee kuvassa esitetyn käyrän alapuolella (alue B). Tätä käyrää kutsutaan usein rajaksi tai Shannonin rajaksi. Mihin tahansa kohtaan alueella B on mahdollista luoda viestintäjärjestelmä, jonka virheellisen vastaanoton todennäköisyys voi olla niin pieni kuin vaaditaan.

Nykyaikaiset tiedonsiirtojärjestelmät edellyttävät, että havaitsemattoman virheen todennäköisyys on korkeintaan 10-4...10-7.

Nykyaikaisessa digitaalisessa viestintätekniikassa yleisimmät ovat taajuusmodulaatio (FSK), suhteellinen vaihemodulaatio (DPSK), kvadratuurivaihemodulaatio (QPSK), offset-vaihemodulaatio (offset), jota kutsutaan nimellä O-QPSK tai SQPSK, kvadratuuriamplitudimodulaatio ( QAM).

Taajuusmodulaatiolla tietosekvenssin arvot "0" ja "1" vastaavat tiettyjä analogisen signaalin taajuuksia vakioamplitudilla. Taajuusmodulaatio on erittäin häiriönkestävää, mutta taajuusmodulaatio tuhlaa tietoliikennekanavan kaistanleveyttä. Siksi tämän tyyppistä modulaatiota käytetään hitaissa protokollissa, jotka mahdollistavat viestinnän kanavien kautta, joilla on alhainen signaali-kohinasuhde.

Suhteellisella vaihemodulaatiolla informaatioelementin arvosta riippuen vain signaalin vaihe muuttuu amplitudin ja taajuuden pysyessä muuttumattomina. Lisäksi jokainen informaatiobitti ei liity vaiheen itseisarvoon, vaan sen muutokseen suhteessa edelliseen arvoon.

Useimmiten käytetään nelivaiheista DPSK:ta tai kaksois-DPSK:ta, joka perustuu neljän signaalin lähetykseen, joista jokainen kuljettaa tietoa alkuperäisen binäärisekvenssin kahdesta bitistä (dibitistä). Tyypillisesti käytetään kahta vaihesarjaa: dibitin arvosta (00, 01, 10 tai 11) riippuen signaalin vaihe voi muuttua 0°, 90°, 180°, 270° tai 45°, 135°, 225 °, 315°, vastaavasti. Tässä tapauksessa, jos koodattujen bittien määrä on enemmän kuin kolme (8 vaihekiertokohtaa), DPSK:n kohinansieto vähenee jyrkästi. Tästä syystä DPSK:ta ei käytetä nopeaan tiedonsiirtoon.

4-paikkaisia ​​tai kvakäytetään järjestelmissä, joissa BPSK-lähetyslaitteiden teoreettinen spektritehokkuus (1 bit/(s·Hz)) ei ole riittävä käytettävissä olevalle kaistanleveydelle. BPSK-järjestelmissä käytettyjä erilaisia ​​demodulaatiotekniikoita käytetään myös QPSK-järjestelmissä. Sen lisäksi, että binäärimodulaatiomenetelmät laajennetaan suoraan QPSK:n tapaukseen, käytetään myös 4-paikkaista modulaatiota siirrolla (offset). Jotkut QPSK- ja BPSK-lajikkeet on esitetty taulukossa. 5.1.

Ksekä signaalin vaihe että amplitudi muuttuvat, minkä ansiosta voit lisätä koodattujen bittien määrää ja samalla parantaa merkittävästi kohinansietokykyä. Tällä hetkellä käytetään modulaatiomenetelmiä, joissa yhdellä baudivälillä koodattujen informaatiobittien määrä voi olla 8...9 ja signaalipaikkojen määrä signaaliavaruudessa 256...512.

Taulukko 5.1 – QPSK- ja BPSK-tyypit

Binääri PSK	Nelipaikkainen PSK	Lyhyt kuvaus
BPSK	QPSK	Perinteinen koherentti BPSK ja QPSK
DEBPSK	DEQPSK	Perinteinen koherentti BPSK ja QPSK suhteellisella koodauksella ja SVN:llä
DBSK	DQPSK	QPSK autokorrelaatiodemodulaatiolla (ei EHV:tä)
FBPSK		BPSK tai QPSK Patentoidulla Feer-prosessorilla, joka sopii epälineaarisiin vahvistusjärjestelmiin QPSK offsetilla (offset) QPSK siirto- ja suhteellisella koodauksella QPSK shiftillä ja Feerin patentoimilla prosessoreilla QPSK suhteellisella koodauksella ja vaihesiirrolla p/4

Signaalien kvadratuuriesitys on kätevä ja melko yleinen tapa kuvata niitä. Kvadratuuriesityksen tarkoituksena on ilmaista värähtely kahden ortogonaalisen komponentin - sinin ja kosinin - lineaarisena yhdistelmänä:

S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)

missä x(t) ja y(t) ovat bipolaarisia diskreettejä suureita.

Tällainen diskreetti modulaatio (manipulaatio) suoritetaan kahdella kanavalla kantoaaltoille, jotka on siirretty 90° suhteessa toisiinsa, ts. sijaitsee kvadratuurissa (siis esitys- ja signaalinmuodostusmenetelmän nimi).

Selvitetään kvadratuuripiirin toiminta (kuva 5.2) QPSK-signaalien generoinnin esimerkin avulla.

Kuva 5.2 – Kvadratuurimodulaattoripiiri

Alkuperäinen binäärisymbolien sarja, jonka kesto on T, jaetaan siirtorekisteriä käyttäen parittomiin Y-pulsseihin, jotka syötetään kvadratuurikanavaan (coswt), ja parillisiin X pulsseihin, jotka syötetään samanvaiheiseen kanavaan (sinwt). Molemmat pulssisekvenssit saapuvat vastaavien manipuloivien pulssimuotoilijoiden tuloihin, joiden lähtöihin muodostuu bipolaaristen pulssien x(t) ja y(t) sekvenssit.

Manipulointipulssien amplitudi ja kesto on 2T. Pulssit x(t) ja y(t) saapuvat kanavakertojan tuloihin, joiden lähtöihin muodostuu kaksivaiheisia vaihemoduloituja värähtelyjä. Summauksen jälkeen ne muodostavat QPSK-signaalin.

Yllä olevalle lausekkeelle signaalin kuvaamiseksi on tunnusomaista monitasoisten manipulointipulssien x(t), y(t) keskinäinen riippumattomuus kanavilla, ts. Yhden kanavan taso voi vastata yhden tai nollan tasoa toisessa kanavassa. Seurauksena on, että kvadratuuripiirin lähtösignaali ei muutu vain vaiheessa, vaan myös amplitudissa. Koska amplitudin manipulointi suoritetaan jokaisessa kanavassa, tämän tyyppistä modulaatiota kutsutaan amplitudi-kvadratuurimodulaatioksi.

Geometrisen tulkinnan avulla jokainen QAM-signaali voidaan esittää vektorina signaaliavaruudessa.

Merkitsemällä vain vektoreiden päät, QAM-signaaleille saadaan signaalipisteen muodossa oleva kuva, jonka koordinaatit määritetään arvoilla x(t) ja y(t). Signaalipisteiden joukko muodostaa ns. signaalikonstellaation.

Kuvassa 5.3 näyttää modulaattorin lohkokaavion ja kuva Fig. 5.4 – signaalikonstellaatio tapaukseen, jossa x(t) ja y(t) saavat arvot ±1, ±3 (QAM-4).

Kuva 5.4 – QAM-4 signaalikaavio

Arvot ±1, ±3 määrittävät modulaatiotasot ja ovat luonteeltaan suhteellisia. Konstellaatio sisältää 16 signaalipistettä, joista jokainen vastaa neljää lähetettyä informaatiobittiä.

Tasojen ±1, ±3, ±5 yhdistelmä voi muodostaa 36 signaalipisteen konstellaation. Näistä ITU-T-protokollat ​​käyttävät kuitenkin vain 16 signaaliavaruudessa tasaisesti jakautunutta pistettä.

QAM-4:n toteuttamiseen käytännössä on useita tapoja, joista yleisin on ns. superpositiomodulaatiomenetelmä (SPM). Tämän menetelmän toteuttava kaavio käyttää kahta identtistä QPSK:ta (kuva 5.5).

Käyttämällä samaa tekniikkaa QAM:n saamiseksi saat kaavion QAM-32:n käytännön toteutuksesta (kuva 5.6).

Kuva 5.5 – QAM-16-modulaattoripiiri

Kuva 5.6 – QAM-32-modulaattoripiiri

QAM-64:n, QAM-128:n ja QAM-256:n saaminen tapahtuu samalla tavalla. Kaavioita näiden modulaatioiden saamiseksi ei ole annettu niiden hankalan luonteen vuoksi.

Viestintäteoriasta tiedetään, että samalla määrällä pisteitä signaalikonstellaatiossa QAM- ja QPSK-järjestelmien kohinansieto on erilainen. Kun signaalipisteitä on paljon, QAM-spektri on identtinen QPSK-signaalien spektrin kanssa. QAM-signaaleilla on kuitenkin parempi suorituskyky kuin QPSK-järjestelmillä. Pääsyy tähän on se, että signaalipisteiden välinen etäisyys QPSK-järjestelmässä on pienempi kuin signaalipisteiden välinen etäisyys QAM-järjestelmässä.

Kuvassa Kuva 5.7 esittää QAM-16- ja QPSK-16-järjestelmien signaalikonstellaatioita samalla signaalinvoimakkuudella. Etäisyys d signaalikonstellaatiossa vierekkäisten pisteiden välillä QAM-järjestelmässä, jossa on L modulaatiotasoa, määräytyy lausekkeella:

(5.3)

Samoin QPSK:lle:

(5.4)

missä M on vaiheiden lukumäärä.

Yllä olevista lausekkeista seuraa, että M:n arvon kasvaessa ja samalla tehotasolla QAM-järjestelmät ovat parempia kuin QPSK-järjestelmiä. Esimerkiksi, kun M = 16 (L = 4), dQAM = 0,47 ja dQPSK = 0,396, ja M = 32 (L = 6) dQAM = 0,28, dQPSK = 0,174.

Siten voidaan sanoa, että QAM on paljon tehokkaampi kuin QPSK, mikä mahdollistaa useamman monitasoisen modulaation käytön samalla signaali-kohinasuhteella. Tästä syystä voimme päätellä, että QAM-ominaisuudet ovat lähinnä Shannonin rajaa (kuva 5.8), jossa: 1 – Shannonin raja, 2 – QAM, 3 – M-aseman ARC, 4 – M-aseman PSK.

Kuva 5.8 - Eri modulaatioiden spektritehokkuuden riippuvuus C/N:stä

Yleensä lineaarisen vahvistuksen M-paikan QAM-järjestelmillä, kuten 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, on spektritehokkuus suurempi kuin lineaarisella vahvistuksella QPSK, jonka teoreettinen tehokkuusraja on 2 bittiä/(s∙Hz).

Yksi QAM:n ominaispiirteistä on alhaiset kaistan ulkopuolisen tehon arvot (kuva 5.9).

Kuva 5.9 – QAM-64:n energiaspektri

Moniasentoisen QAM:n käyttö puhtaassa muodossaan liittyy riittämättömän kohinansietoongelmaan. Siksi kaikissa nykyaikaisissa nopeissa protokollissa QAM:ia käytetään yhdessä trellis-koodauksen (TCM) kanssa. TCM-signaalikonstellaatio sisältää enemmän signaalipisteitä (signaalipaikkoja) kuin tarvitaan modulaatioon ilman ristikkokoodausta. Esimerkiksi 16-bittinen QAM muuntaa trellis-koodatuksi 32-QAM-konstellaatioksi. Lisäkonstellaatiopisteet tarjoavat signaalin redundanssia ja niitä voidaan käyttää virheiden havaitsemiseen ja korjaamiseen. Konvoluutiokoodaus yhdistettynä TCM:ään tuo riippuvuuden peräkkäisten signaalipisteiden välille. Tuloksena oli uusi modulaatiotekniikka nimeltä Trellis-modulaatio. Tietyn QAM-kohinaa kestävän koodin yhdistelmää, joka on valittu tietyllä tavalla, kutsutaan signaalikoodirakenteeksi (SCC). SCM:t mahdollistavat tiedonsiirron kohinansietokyvyn lisäämisen sekä kanavan signaali-kohinasuhteen vaatimusten pienentämisen 3 - 6 dB:llä. Demodulointiprosessin aikana vastaanotettu signaali dekoodataan Viterbi-algoritmilla. Juuri tämä algoritmi, käyttämällä käyttöön otettua redundanssia ja tietoa vastaanottoprosessin historiasta, mahdollistaa suurimman todennäköisyyden kriteerin avulla valita luotettavimman vertailupisteen signaaliavaruudesta.

QAM-256:n avulla voit lähettää 8 signaalitilaa, eli 8 bittiä, 1 baudissa. Tämän avulla voit lisätä merkittävästi tiedonsiirtonopeutta. Joten lähetysalueen leveydellä Df = 45 kHz (kuten meidän tapauksessamme) voidaan lähettää 1 baudi, eli 8 bittiä, aikavälillä 1/Df. Tällöin suurin lähetysnopeus tällä taajuusalueella on

Koska tässä järjestelmässä siirto tapahtuu kahdella samanleveällä taajuusalueella, tämän järjestelmän enimmäissiirtonopeus on 720 kbit/s.

Koska lähetetty bittivirta ei sisällä vain informaatiobittejä, vaan myös palvelubittejä, tiedon nopeus riippuu lähetettävien kehysten rakenteesta. Tässä tiedonsiirtojärjestelmässä käytettävät kehykset on muodostettu Ethernet- ja V.42-protokollien pohjalta ja niiden enimmäispituus on K=1518 bittiä, joista KS=64 on palvelubittejä. Tällöin tiedonsiirtonopeus riippuu informaatiobittien ja palvelubittien suhteesta

Tämä nopeus ylittää teknisissä tiedoissa määritellyn nopeuden. Tästä syystä voimme päätellä, että valittu modulaatiomenetelmä täyttää teknisissä eritelmissä asetetut vaatimukset.

Koska tässä järjestelmässä siirto tapahtuu kahdella taajuusalueella samanaikaisesti, se edellyttää kahden rinnakkain toimivan modulaattorin järjestämistä. Mutta on otettava huomioon, että järjestelmän on mahdollista vaihtaa päätaajuusalueilta varataajuusalueille. Siksi kaikkien neljän kantoaaltotaajuuden generointia ja ohjausta tarvitaan. Kantoaaltotaajuuksia tuottamaan suunniteltu taajuussyntetisaattori koostuua, jakajista ja korkealaatuisista suodattimista. Kvartsineliöpulssigeneraattori toimii (kuva 5.10).

Kuva 5.10 - Generaattori, jossa on kvartsistabilointi

Tietoturvan tilan arvioimiseksi; - kokouksen osallistujien pääsyn hallinta tiloihin; - varattuun huoneeseen sisäänkäynnin ja ympäröivän ympäristön seurannan järjestäminen kokouksen aikana. 2. Pääasialliset keinot varmistaa akustisen tiedon suojaus kokouksen aikana ovat: - erilaisten melugeneraattoreiden asennus, huoneen valvonta...

Käytätkö tietokonetulostustekniikoita? 10. Kuvaile Venäjän federaation rikoslain 28 luvussa "Rikokset tietokonetietojen alalla" säädetyt rikolliset teot. LUKU 2. RIKOSTEN TORJUNTA TIETOTEKNIIKAN ALALLA LUKU 5. RIKOLLISUUDEN HALLINTA KORKEAN TEKNOLOGIAN ALALLA 5.1 Tietokonerikollisuuden valvonta Venäjällä Toimenpiteet...